一、概述 射频
顾名思义就是适于无线电传播的无线电频率，原因有两个：
一、是射频适于天线辐射，在空中产生无线电波；
二、射频具有宽阔的频段，能容纳很多互不干涉扰的频道或信道。 射频波段划分 通常按波长长短来划分，分为：长波、中波、短波、 超短波、分米
波、厘米波、毫米波等。
1、长波波段 波长 1000 ~ 10000m，频率
30 ~ 300KHz，适用于远距离通信
2、中波波段 波长100 ~ 1000m，频率
300 ~ 3000KHz，适用于广播、通信、 导航
3、短波波段 波长10 ~ 100m，频率 3 ~ 30MHz，适用于广播、
通信
4、超短波波段 波长1 ~ 10m，频率30 ~300
MHz，适用于通信、电视广播、雷达
5、分米波波段 波长10 ~ 100cm，频率300 ~3000MHz，适用于通
信、中继通信、卫星通信、电视广播、雷达
6、厘米波波段 波长1 ~ 10cm，频率3 ~ 30GHz，适用于中继通信、
卫星通信、 雷达 7、毫米波波段 波长〈 1cm，适用于中继通信、卫星通信
二、无线通信系统
射频各组成部分
主要分为天线、发射和接收几部分。
天线分为接收天线和发射天线。接收天线将接收到的卫星收发射的电
磁波信号转换成电压或电流信号，以供接收机射频端摄取与处理。发
射天线是将调制放大后的射频信号转换成电磁波信号发射出去。
发射接收电路结构
通信机由发射机和接收机组成。发射机射频部分的任务是完成基带信
号对载波的调制，将其变成通带信号并搬移到所需的频段上且有足够
的功率发射，其结构框图如图2.1 所示。发射机发射的信号是处于某
一信道内的高频率大功率信号，应尽量减少它对其他相邻信道的干
扰。
接收机的射频部分与发射机相反，见图2.2，它要从众多的电波中选出有用信号，将频带信号变为基带信号，并放大到解调器所要求的电
平值后再由解调器解调。由于传输路径上的损耗和多径效应，接收机
接收的信号是微弱且又变化的，并伴随着许多干扰，这些干扰信号强
度往往远大于有用信号，因此接收机的主要指标是灵敏度和选择性。
收发信机共用一根天线，天线与收发信机间必须有效地进行收发转换
和隔离。收发若分时进行，则天线共用可以是一个转换开关；收发若
频率不同，则天线共用器必须具有良好地滤波，让发射信号对接收信
号地的干扰减少到最小。
2.2 无线接收机关键技术指标
2.2.1 接收机灵敏度
接收机灵敏度是接收机系统的一个关键技术指标。灵敏度定义为：当
接收机输出端为解调提供了充分的信噪比S/N(Signal-to-Noise)时，接
收机可检测到的最低可用信号功率。如图2.3 所示。
通常用噪声系数来反应接收机的灵敏度。 噪声系数的定义如下：
即NF=输入端的信噪比/输出端的信噪比
2.2.2 接收机的选择性（门限）
接收机的另一个关键特征就是它的选择性。选择性的定义为：在邻近
频率强干扰和信道阻塞的情况下，接收机满意提取所需信号的能力。
在多数体系结构中，中频信道选择滤波器的设计决定了接收机的选择
性。
接收机应该有足够的线性性能去处理可接受的失真信号。如果接收机
在频率选择和线性度上是不充分的，那么就会产生互调分量而降低所
需信号的质量。一般来说，失真度确定了接收机可处理的输入信号的
最大功率。三阶失真在很多接收机体系结构中显得特别重要，这是因
为互调分量处于所要得信号中。以三阶输入截获点IIP3 来表述， 可以从双音频测试和规定得伴随信道抑制比CCRR(Co-Channel
Rejection Ratio)计算出三阶失真来。在测试互调失真的过程中，所
需信号得功率电平Psig (dBm)和不需要的各个信号的功率电平Pud
(dBm)（其中一个常常被调制）从技术规范中可查到。位于所需
信道的不需要的互调分量IIP3 计算式为 接收机的三阶截获点IIP3 计算式为 对于压缩和失真的另一个有用定义是1dB 压缩点 P1dB 。1dB 压缩
点定义为：功率增益从理想点下降1dB 的点。其关系式一般为 2.3 接收机射频架构
目前接收机射频模块中较常见的架构主要分为三大类：超外差式、直
接下变频方案、数字中频方案。
2.3.1 超外差方案
超外差式接收机射频部分的结构框图如图2.4 所示，其工作原理为把
收到的射频信号经过滤波、放大后转变至中频，在中频模块上对信号
进行滤波放大后解调至基带。采用此方案主要基于以下三方面的考
虑。首先，中频比信号载波低的多，相对与载波段，信号选择性在中
频段比较容易实现，且对滤波器Q 值的要求较低。因此射频部分的滤
波器带宽比较大，主要用于选择频带。中频段的滤波器带宽可以做的
很窄，因此主要用于选择信道。
其次，接收机从天线接收到的信号电平一般为－160～－120dBm。如
此微弱的信号要放大到解调器可以解调或A/D 变换器可以工作的电
平，一般需要放大100～200dB。为了放大器的稳定和避免振荡，在
一个频带内的放大器，其增益一般不超过50～60dB。采用超外差式
接收机方案后，将接收机的总增益分散到了高频、中频和基带三个频
段上。而且，载波降为中频后，在较低的固定中频上实现窄带的高增
益的放大器要比在载波频段上实现高增益的放大器容易和稳定的多。
射频部分的放大器需要噪声系数很低，原因是变频器的噪声系数一般
都较大，而前端的带通滤波器是无源的，有一定的插损，根据级联的
噪声系数公式，前端若无低噪声放大器，整个系统的噪声系数将很大。
而在变频器前引入具有一定增益的低噪声放大器可以减弱变频器和
后面中频放大器的噪声对整机的影响，从而对提高灵敏度有利。但
LNA 的增益不宜太高，因为变频器是非线性器件，进入它的信号太
大，会产生众多非线性失真。LNA 的增益一般不超过15dB。带通滤
波器可以放在LNA 前，滤除带外信号，减少由于LNA 非线性引入的
各种互调失真干扰。带通滤波器也可以放在LNA 的后面，降低系统的噪声系数。超外差式接收机的最大缺点是组合干扰频率点太多。这
是因为变频器具有非线性，它将进入的有用信号RF 和本振信号LO ，
以及混入的干扰信号（如频率为f1和f2的干扰信号）进行混频产生组
合频率，如果这些组合频率落在中频频带内，就会对有用信号产生干
扰。通常把这些组合频率引起的干扰称为寄生通道干扰。在寄生通道
干扰中，一种称为“镜像干扰”的现象最为严重。要消除镜像干扰的
唯一办法是不让它进入变频器，这要靠变频器前面的滤波器BPF1 滤
除。BPF1能否有效滤除镜像频率，关键看BPF1 的Q 值。Q 值越大，
滤波器的带宽越小，镜像衰减越大。在有限的Q 值范围内要有效的
衰减镜像频率，就必须增大中频频率，这样就拉大了镜像与信号之间
的距离，镜像衰减也越大。高的中频使镜像频率远离有用的信号，利
于抑制镜像频率干扰，利于提高输出中频的信噪比。也就有利于提高
接收机的灵敏度。但高中频使具有相同Q 值的中频滤波器的带宽变
大，必然降低了它对相邻信道的抑制能力。换句话说，就是在高中频
要达到同样的相邻信道抑制能力，就对中频滤波器的Q 值提出更高
的要求。所以中频的选择考虑的是“灵敏度”和“选择性”这一对矛盾的折
衷。我们可以通过相关的仿真工具，如Agilent 公司的ADS、ansoft
公司的designer、microwave office等仿真软件进行频率规划和杂散仿
真，从而进行中频的选择。另外，我们可以采用二次变频来解决“灵
敏度”和“选择性”这对矛盾。这种结构有两个中频，高中频部分用
来滤除镜像干扰，低中频用来完成提取有用信道抑制邻道干扰的任务
2.3.2 直接下变频方案
若本振频率等于载波，即取中频为IF ω ＝0，就不存在镜像频率，
也就不会有镜像频率干扰。把载频直接下变频为基带的方案也称为零
中频方案，结构图如图2.5 所示。由于零中频信号是基带信号，而在
数字通信里基带信号往往都是分成同相和正交的两路，所以通过两个
正交的本振信号，下变频直接变为I/Q 两路正交基带信号。
除了没有镜像频率干扰外，直接下变频方案还有以下优点：接收机的
射频部分只包含了高频低噪声放大器和混频器，增益不高，易于满足
线性动态范围的要求，且由于没有抑制镜像滤波器，也就不必考虑放
大器和它的匹配问题；由于下变频后是基带信号，因此不必采用专用
的中频滤波器来选择信道，而只须用低通滤波器来选择有用的信道，并用基带放大器放大器放大即可，而这些电路都是很容易集成的。
与外差式接收机相比，零中频方案有一些很难解决的问题。首先就是
本振泄漏。零中频方案的本振频率与信号频率相同，如果变频器的本
振口与射频口之间的隔离性能不够好，本振信号就很容易从变频器的射频口输出，再通过高频放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻
道的干扰。这在外差式接收机中就不容易发生，因为外差式接收机的
本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频
带之外。直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频引起
的，如图2.6 所示。如上所述，如果由本振泄漏的本振信号又从天线
回到高频放大器，进入下变频器的射频口，它和本振口进入的本振信
号经混频，差拍为零中频，即为直流。同样，进入高频放大器的强干
扰信号也会由于变频器的各口隔离性能不好而漏入本振，
反过来它又和射频口来的强干扰经混频，差拍为直流。
在零中频方案中，将RF 信号转变为中频为零的基带信号，这些直流
偏差就叠加在基带信号上，而且这些直流偏差往往比射频前端的噪声
还要大，一方面使信噪比变差，而且这些大的直流偏差还可能使混频
器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号。可以将下变频后的基带