高效率开关电源设计实例文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。
有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。
采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。
在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。
10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。
在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。
为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。
很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。
例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。
这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。
更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。
设计指标输入电压范围： DC+10～+14V输出电压： DC+额定输出电流：过电流限制：输出纹波电压： +30mV(峰峰值)输出调整：±1％最大工作温度： +40℃“黑箱”预估值输出功率： +*2A=(最大)输入功率： Pout/估计效率=／=功率开关损耗* 0．5=续流二极管损耗：*=输入平均电流低输入电压时／10V=高输入电压时：／14V=0．8A估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A设计工作频率为300kHz。
电感设计(参见)最恶劣的工作情况是在高输入电压时。
式中Vin(max)——可能的最大输入电压。
Vout——输出电压。
Iout(min)——最小负载时的电流。
f sw ——工作频率。
电感是个环形表面封装元件，市场上有多种标准表面封装的电感，这里选择的是Coileraft公司的D03340P-333(33μH)。
功率开关和同步整流器MOSFET的选择功率开关：功率开关要用一个变压器耦合的N沟道功率MOSFET。
这里打算使用一个S0-8封装的双N沟道MOSFET，以节省PCB空间。
最大输入电压是DCl4V。
因此，可以选用V DSS不低于DC+30V、峰值电流是2．8A的MOSFET。
选择过程的第一步是确定所用MOSFET的最大R DS（on），通过热模型可以确定这个值，最大的R DS(on)可由下式得到：同时希望器件的耗散功率小于1W，所以估计的R DS(on)应小于所以选FDS6912A双N 沟道MOSFET，它是S0-8封装，10V栅极电压时的导通电阻为28mΩ。
同步二极管：要用一个大约是同步MOSFET连续额定容量的30％的肖特基二极管与MOSFET内部二极管并联，30V时约为0．66A。
这里使用MBRSl30，该二极管在流过0．66A时有0．35V的正向压降。
可替换的元件：在写本书时，仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和MOSFET，肖特基二极管直接并在MOSFET的硅片上(syncFET)。
SyncFET有一个40mΩN沟道MOSFET，与一个28mΩSyncFET一起封装，型号为FDS6982S。
输出电容(参见)输出电容值由下列公式确定：输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流。
在这个实例中，纹波电流和电感交流电流是相同的，电感电流最大值限定在2．8A，纹波电流峰峰值为1．8A，有效值大约为O．6A(约为峰峰值的1／3)。
采用表面安装钽电容，因为它的ESR只有电解电容的10％～20％。
在环境温度+85。
C=时，电容将降额30％使用。
最佳的电容是来自AVX公司的，它的ESR非常低，因此可以适应很高的纹波电流，但这是很特殊的电容。
在输出端可将下列两种电容并在一起。
AVX：TPSEl07M01R0150 1OOμF(20％)，10V，150mΩ，O．894A(有效值)TPSE107M01R0125 100／μF(20％)，10V，125mΩ，0．980A(有效值)Nichicon：F750A107MD 100μF(20％)，10V，120mΩ，0．92A(有效值)输入滤波电容(见)这个电容要流过与功率开关相同的电流，电流波形是梯形的，从最初的lA很快上升到。
它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多。
可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值：峰值1A的矩形波和峰值1．8A的三角波，产生大约1．1A的有效值。
电容值由下式计算：电压越高，电容值越低。
电容由两个1OOμF电容并联而成，它们是：AVX(每个系统需两个)：TPSl07M020R0085 1OOμF(20％)，20V，85mΩ，1．534A(有效值)TPSl07M020R0200 100μF(20％)，10V，200mΩ，1．0A(有效值)选择控制IC芯片(U1)期望的buck控制IC芯片的特性是：1．直接从输入电压即可启动的能力。
2．逐周电流限制。
3．图腾柱MOSFET驱动器。
4．功率开关和同步整流器MOSFET之间延时的控制。
市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5～+1．8V微处理器调整电源的(如，+12V的V dd和+5V的V in)。
也有很多IC芯片可以提供足够的功能，使用者可以根据应用来选择这些功能。
在选择时，初选了两家加利福尼亚公司的产品，发现只有一种IC适合这种要求，就是Unitrode／TI的UC3580-3。
电压误差放大器的内部基准是2．5(1±2．5％)V。
设定工作频率(R7、R8和C8)R8给定时电容C8充电，而R7给定时电容放电。
首先，要确定变换器最大占空比。
因为输出电压大约是最低输入电压的50％，所以选择最大占空比为60％。
从数据手册得充电时间最大值是0．6／300kHz或2μs。
参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太多能量。
这里采用这个值，因此R8的值是伏-秒限制器(R4和C5)这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能。
当输入电压增加时，Buck变换器工作脉宽会减少。
RC 振荡器直接与输入电压相接，并且它的定时值与输入电压成反比。
它的定时时间设成比工作脉宽长30％。
如果伏．秒振荡器定时时间到了，而调整单元仍旧导通，则调整单元会被关断。
C5也取lOOpF，因为它的定时和振荡器一样，所以R4大约是47kΩ。
设定调整单元和同步整流器MOSFET之间的死区时间根据MOSFET功率开关节可以进行开通和关断延时的计算，但仍需要在最初调试时调整R6(死区设定电阻)的值。
开始设成lOOns比较好，典型的MOSFET开通延时是60ns，100ns可以保证不会有短路电流。
IC所产生的死区延时是不对称的。
从数据手册的图表上看，100kΩ电阻产生开通延时大约为1lOns，关断延时为180ns。
在最初调试阶段就要设法减少这些延时。
延时使得二极管导通的时间太长，损耗就高，但还是工作在安全区。
栅极驱动变压器的设计(T1)栅极驱动变压器是一个简单的1：1正激式变压器。
对变压器没有特别的要求，因为它是小功率、交流耦合(双向磁通)的300kHz变压器。
用(10mm)的铁氧体磁环就足够了，如TDK公司的K5TIO×2．5×5(B sat是3300G)，或Philips公司的266T125-3D3(B sat是3800G)。
从磁性元件的设计可知，产生1000G(0．1T)或0．3B sat的匝数是栅极驱动变压器用两根相同导线(约#30AWG)并绕。
为了方便，变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”(gull wing)表面安装骨架上。
电流检测电阻(R15)和电压检测电阻分压器(R11和R13)芯片只提供了一个最小O．4V阈值的关断引脚。
这里打算采用一个备用的过电流保护模式。
为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸，将采用电流反馈检测电路的一种变型。
此处，0．35V是电压检测电阻分压器(R14)上的压降。
那么R15为R15 =3A=Ω(取20mΩ)戴尔(Dale)电阻是WSL-2010-02-05。
设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1．0mA。
这样R13和R14的总电阻是R sum ==ΩR14 为R14 =0。
35V/ =350Ω(取360Ω)则R13 为R13 =Ω-360Ω=Ω(取Ω,1%精度)则R11 为R11 =（）/1mA =Ω(取Ω,1%精度)电压反馈环补偿（见）这是一个电压型正激式变换器。
为了得到最好的瞬态响应，将采用双极点、双零点补偿法。
确定控制到输出特性:输出滤波器极点由滤波电感和电容决定，且以-40dB／dec穿越OdB线。
它的自然转折频率是输出滤波电容引起的零点（ESR是两个150mΩ并联）是功率电路直流绝对增益是计算误差放大器补偿极点和零点选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合，这使得瞬态响应时间约为200μs。
f xo=15kHz首先，假定最终闭合回路补偿网络以-20dB／dec下降，为获得15kHz穿越频率，放大器必须提高输入信号增益，即提高博德图中的增益曲线。
G xo=20lg(f xo/f fp)-G DC=20lg(15kHz/1959Hz)G xo=G2=+ dBA xo=A2= dB（绝对增益）这是中频段(G2)所需的增益，以获得期望的穿越频率。
补偿零点处的增益是：=A1 =（绝对增益）为补偿两个滤波器极点，在滤波器极点频率的一半处放置两个零点：第一个补偿极点置于电容的ESR频率处(4020Hz)：第二个补偿极点用于抑制高频增益，以维持高频稳定性：现在可以开始计算误差放大器内部的元件值，见图19。
最终所设计的电路见图20。