设计题目及分析设计题目：转速电流双闭环控制的H 型双极式PWM 直流调速系统直流电动机：UN=48V ，IN=3.7A ，nN=200r/min 允许过载倍数λ=2；电枢回路电磁时常L T =0.015s ，机电时常m T =0.2s ；PWM 环节的放大倍数：S K =4.8,；电枢回路总电阻：R=1Ω；电枢电阻Ra=0.5Ω。

电流反馈系统β=1.33V/A ，转速反馈系数α=0.05V ·min/r ，电动势转速比Ce=0.18V ·min/r 。

转速电流调节器输入输出限幅电压**nm im U U ==10V.采用MATLAB 对双闭环系统进行仿真，绘制直流调速系统仿真框图，仿真得出启动转速，起动电流，直流电压Ud ，ASR,ACR 输出电压的波形。

并对结果进行分析。

直流调速系统具有调速范围广、精度高、动态性能好和易于控制等优点，所以在电气传动中获得了广泛应用。

本文从直流电动机的工作原理入手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能。

然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，利用Simulink 对系统进行了各种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的依据。

在理论分析和仿真研究的基础上，本文设计了一套实验用双闭环直流调速系统，详细介绍了系统主电路、反馈电路、触发电路及控制电路的具体实现。

对系统的性能指标进行了实验测试，表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可靠，具有较好的静态和动态性能，达到了设计要求。

采用MATLAB 软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计，并用SIMULINK 进行动态数字仿真,同时查看仿真波形,以此验证设计的调速系统是否可行。

一、双闭环直流调速系统的工作原理1、双闭环直流调速系统的介绍双闭环调速系统的工作过程和原理：电动机在启动阶段，电动机的实际转速(电压)低于给定值,速度调节器的输入端存在一个偏差信号，经放大后输出的电压保持为限幅值,速度调节器工作在开环状态,速度调节器的输出电压作为电流给定值送入电流调节器, 此时则以最大电流给定值使电流调节器输出移相信号,直流电压迅速上升,电流也随即增大直到等于最大给定值, 电动机以最大电流恒流加速启动。

电动机的最大电流(堵转电流)可以通过整定速度调节器的输出限幅值来改变。

在电动机转速上升到给定转速后, 速度调节器输入端的偏差信号减小到近于零,速度调节器和电流调节器退出饱和状态,闭环调节开始起作用。

对负载引起的转速波动,速度调节器输入端产生的偏差信号将随时通过速度调节器、电流调节器来修正触发器的移相电压,使整流桥输出的直流电压相应变化,从而校正和补偿电动机的转速偏差。

另外电流调节器的小时间常数, 还能够对因电网波动引起的电动机电枢电流的变化进行快速调节,可以在电动机转速还未来得及发生改变时,迅速使电流恢复到原来值,从而使速度更好地稳定于某一转速下运行。

2、双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。

两者之间实行嵌套连接，如图1—1所示。

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。

这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

图1—1 转速、电流双闭环直流调速系统其中：ASR-转速调节器 ACR-电流调节器 TG-测速发电机 TA-电流互感器 UPE-电力电子变换器 *Un -转速给定电压 Un-转速反馈电压 *Ui -电流给定电压 Ui -电流反馈电压实际上在正常运行时，电流调节器始终为不饱和状态，而转速调节器则处于饱和和不饱和两种状态。

双闭环直流调速系统的稳态结构图如图2所示。

双闭环直流调速系统的动态结构图如图3所示。

图3双闭环直流调速系统的动态结构图图中）W ACR分别表示转速调节器和电流调节器的传递W ASR和）（s（s函数。

为了引出电流反馈，在电动机的动态结构图上必须把电流d I标示出来。

电机在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种状态，整个动态过程可分为图4中的三个阶段。

双闭环直流调速系统启动过程的转速和电流波形如图4所示。

图4 双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形图4中所示的启动过程，阶段Ⅰ是电流上升阶段，电流从0到达最大允许值Idm，ASR饱和、ACR不饱和；阶段Ⅱ时恒流升速阶段，Id基本保持在Idm，电动机加速到了给定值n*，ASR饱和、ACR不饱和；阶段Ⅲ时转速调节阶段（退饱和阶段），ASR不饱和、ACR不饱和。

双闭环直流调速系统的起动过程利用饱和非线性控制，获得了准时间最优控制，但却带来了转速超调。

2.2 H桥PWM变换器脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而改变平均输出电压的大小，以调节电机的转速。

由于题目中给定为转速、电流双闭环控制的H型双极式PWM直流调速系统，电动机M两端电压ABU的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。

通过调节开关管的导通和关断时间，即占空比，可以达到对直流电机进行调速的目的。

H型双极性PWM变换器如图5所示。

图5 桥式可逆PWM变换器电路双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图6所示。

图6 双极式控制可逆PWM 变换器的驱动电压、输出电压和电流波形它们的关系是：3g 2g 4g 1g U U U U -=-==。

在一个开关周期内，当on t t 0≤≤时，晶体管VT1、VT4饱和导通而VT2、VT3截止，这时Us U AB =。

当T t t ≤≤on 时，VT1、VT4截止，但VT2、VT3不能立即导通，电枢电流d i 经VD2、VD3续流，这时-Us U AB =。

AB U 在一个周期内正负相间，这是双极式PWM 变换器的特征，其电压、电流波形如图6所示。

电动机的正反转体现在驱动电压正负脉冲的宽窄上。

当正脉冲较宽时，2T t ≥on ，则AB U 的平均值为正，电动机正转；当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，2T t =on ，平均输出电压为零，则电动机停止转动。

双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为 Us 1-Tt 2T t -T Us T t Ud ）（on on on =-=(1)如果定义占空比T t on =ρ，电压系数sd U U =γ，则在双极式可逆变换器中 1-2ργ= (2)调速时，ρ的可调范围为0~1，相应的1~1-=γ。

当21ρ时，γ为正，电动机正转；当21 ρ时，γ为负，电动机反转；当21=ρ时，γ=0，电动机停止。

但是电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。

3 系统参数的选取3.1 PWM 变换器滞后时间常数TsPWM 控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。

当控制电压Uc 改变时，PWM 变换器输出平均电压Ud 按现行规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期T 。

PWM 装置的延迟时间T Ts ≤，一般选取 f1Ts ==0.001s (3) 其中，f ------开关器件IGBT 的频率。

3.2 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数PWM 变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数 0.002s Toi =noma d nom e n R I U C -==14602.0136220⨯-=0.132 V ·min ／r (4)=2230375e C R GD π⨯=2132.0303755.05.22⨯⨯⨯π=0.18s (5) l T =RL =5.0105.12-⨯=0.03s (6) 4 电流调节器ACR 的设计4.1 电流环小时间常数计算按小时间按常数近似处理，i T ∑取错误！未找到引用源。

=Toi +Ts =0.002+0.001=0.003(7)4.2 电流调节器结构选择根据设计要求%5i ≤δ，并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差，可以按典型I 型系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此可以采用PI 调节器，其传递函数可见式（8）。

ss i i i ACR 1s W ττ）（）（+K = (8) 检查对电源电压的抗扰性能：1003.0003.0T T i l ==∑，分析可知，各项指标都是可以接受的。

4.3 电流调节器参数计算电流调节器超前时间常数：s 03.0T l i ==τ。

电流环开环增益：要求%5i ≤δ，根据典型I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取5.0T K i I =∑，因此 1i I s 7.16603.005.0T .50K -∑=== (9) 于是，ACR 的比例系数为 25.105.0405.003.07.166s i I i =⨯⨯⨯=K K =K βτR (10) 4.4 校验近似条件电流环截止频率：=K =I ci ω166.71s -（1）PWM 变换装置传递函数的近似条件 ci 1s s 3.333001.031T 31ω>=⨯=- (11) 满足近似条件。

（2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 ci s ω<=⨯⨯=-1l m 8.40003.018.013T T 13 (12) 满足近似条件。

（3）电流环小时间常数近似处理条件 ci s ω>=⨯=-1oi s 7.235002.0001.0131T T 131 (13) 满足近似条件。

4.5 调节器电容和电阻值计算按所用运算放大器取Ω=k 40R 0，各个电阻和电容值的计算如下： Ω=⨯==k 504025.1R 0i R K i 取50ΩkF R i i μτ6.0105003.0C 3i =⨯==取0.6F μ F .20104002.004R T 4C 30oi oi μ=⨯⨯== 取0.2F μ PI 型电流调节器原理图如图7所示。

图7 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器由以上计算可得电流调节器传递函数为 s3.00)103.0(25.1)1(s W ACR +=+=s s s K i i i ττ）（ (14) 校正成典型I 型系统的电流环动态结构图如图8所示。

图8 电流环的动态结构图5 速度调节器ASR 设计5.1 时间常数的设定在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求（%5i ≤δ），5.0T K i I =∑，所以电流环等效时间常数IK 1为： s 06.0003.00221i I=⨯=T =∑K (15)转速环小时间常数n ∑T 。