第38卷 第5期 电 子 科 技 大 学 学 报 V ol.38 No.52009年9月 Journalof University of Electronic Science and Technology of China Sep. 2009 Ka 波段全相参雷达收发射频前端系统组件研制蔡竟业1 ，夏 蓉2，刘镰斧1，杨远望1(1. 电子科技大学通信与信息工程学院 成都 610054；2. 成都亚光电子微波技术研究所 成都 610054)【摘要】提出了一种Ka 波段全相参雷达收发前端电路的设计方法，该设计方法综合考虑了收发变频本振(频综)和收发射频前端电路的特点和设计要求，对上/下变频的频率分配进行优化规划，充分利用了直接数字频率合成(DDS)、锁相环(PLL)和FPGA 等的优点，从而既降低本振的实现难度，又可在频谱纯度(相噪和杂散水平)与变频时间等关键技术指标上得到了较高的综合表现。
基于此，研制实现了一款性能优良的Ka 波段全相参雷达收发前端系统组件，该组件已成功地应用在某Ka 波段全相参雷达系统中。
实测结果表明：当S/C 波段的PLL 本振源最小步进15 MHz 、带宽480 MHz 时，发射端杂散电平小于−65 dBc ，接收端杂散小于−70 dBc ，相噪水平优于−94 dBc/Hz@1 kHz ，系统最大变频(频差480 MHz)时间小于15 µs 。
关 键 词 相参雷达; Ka 波段; 线性调频; 锁相环; 相位噪声; 杂散; 收发前端中图分类号 TN95 文献标识码 A doi:10.3969/j.issn.1001-0548.2009.05.020Development of Transceiver RF Front-Part SystemModule for Ka-Band Coherent RadarCAI Jing-ye 1, XIA Rong 2, LIU Lian-fu, and YANG Yuan-wang 1(1. School of Communication and Information Engineering, University of Electronic Science and Technology of China Chengdu 610054;2. Research Institute of Microwave Technology, Chengdu YaGuang Electronic Co. LTD Chengdu 610054)Abstract A technique for designing the transceiver front-part system module for Ka-band full coherent radar is proposed. By good frequency programming, circuits designing and the perfect use of DDS, phase locked loop(PLL) and FPGA devices, the better performances of spectrum purity (phase noise and spur lever) and converting time are obtained, and a high-performance transceiver front-part module is developed. The measurement results show that in S/C band, when the minimum frequency step is 15M Hz and the bandwidth is 480 MHz, the measured transmitter spur is less than −65 dBc, the corresponding receiver spur is less than −70 dBc, the measured phase noise is less than −94 dBC/Hz@1 kHz, and the maximum frequency switching time is less than 15 µs.Key words coherent radar; Ka-band; linearly frequency modulated (LFM); phase locked loop(PLL); phase noise; spur; transceiver收稿日期： 2009 − 05 − 21基金项目：国家自然科学基金(60801024)作者简介：蔡竟业(1963 − )，男，教授，博士生导师，主要从事无线射频电路与系统方面的研究.近年来，毫米波技术在现代雷达、制导武器等电子系统中得到了越来越多的应用[1-2]。
毫米波雷达的主要优点在于其较短的波长容易实现较窄的波束宽度，从而在目标监视方面有较高的角分辨力和低仰角跟踪能力；能够做到高增益天线的小型化，并具有较宽的频带便于实现高距离分辨特性[3]。
但是，在毫米波收发系统中通常需要将低频脉冲调制线性扫频信号上变频到毫米波，或将毫米波回波信号下变频到低中频以做基带信号处理。
上/下变频通常只涉及频谱的搬移，要求在变频过程中尽量避免对信号本身特性造成影响，因此对相位噪声、增益平坦度及群时延等都有严格的要求。
同时，由于混频器的非线性效应，变频过程中将产生大量的交调分量， 如果交调分量落入信号通带内，将对信号产生严重的影响。
因此，合理选择上/下变频的频率配置方案是毫米波雷达系统设计中至关重要的环节[4-5]。
为此，本文提出了一种Ka 波段全相参雷达收发前端电路的设计方法。
并基于该方法，研制实现了一套Ka 波段全相参雷达前端系统组件。
1 系统方案设计本文的系统方案是在综合考虑频综和收发射频前端电路的特点和设计要求，并优化配置上/下变频频率分配基础上提出的，如图1所示。
该系统组件主要包括脉冲调制低频(基带)扫频信号产生(基于DDS)、收发变频本振信号产生、发射上变频信道和接收下变频等单元电路。
首先，在发射端由DDS 生电 子 科 技 大 学 学 报 第38卷630产中心频率为60 MHz 、扫频带宽24 MHz 的低频线性调频(LFM)信号；再经3次上变频至Ka 频段作为发射信号。
同样，接收端利用相同的本振将接收到的Ka波段信号2次下变频为60 MHz 的中频信号供基带处理。
由于收/发变频本振是同源的，该系统具有全相参性能。
图1 Ka 波段全相参雷达收发前端系统框图需要说明的是，该方案在毫米波频段采用了点频本振参与上/下变频。
理论分析和实际电路实验均证明了此时的变频交调很容易得到控制；且由于变频本振为点频信号，其产生比较容易：既可以用倍频链直接倍频得到，也可以用较高鉴相频率的PLL 先产生X 频段的点频信号，再经四倍频得到。
无论采用哪种方式，该点频的相位噪声和杂散都较容易做到，不会影响系统指标。
本文采用第二种方式：先基于HMC439以300 MHz 的鉴相频率经PLL 产生9.6 GHz 信号，再经四倍频得到Ka 波段变频本振源信号；实测Ka 波段信号的杂散小，相噪水平优于 −98 dBC/Hz@1 kHz 。
综上所述，本方案实现的关键技术难点还在于C 波段以下的信号产生及变频方案设计，后面分别加以介绍。
2 关键单元电路设计2.1 低频段LFM 信号的产生LFM 的频率函数可以表示为[6]：0e ()()f t f Kt f t =++ (1)式中 e ()f t 为频偏函数。
调频线性度是一个非常重要的技术指标，LFM 的DDS 产生方法与传统的模拟产生方法有较大的不同，其瞬时频率在每个频率步进时间内是固定的且具有较高的频率稳定度，可以认为其瞬时频偏发生在固定的时刻上。
因此，本文选取基于DDS 的LFM 信号产生方法。
实际上，DDS 可等效为一个分频器，设分频次数为K ，其理想输出信号的相位噪声将优于参考时钟信号20lg K 。
因此，DDS 系统设计中往往仅考虑杂散和扫频线性度。
本文作者已在文献[7]中对DDS 的杂散问题进行了详细研究。
下面主要讨论扫频线性度的问题。
DDS 的最小频率步进取决于相位累加器的字长，但在一定的脉宽和扫频带宽要求下，实际上往往达不到理想的频率步进。
设M 为控制扫频的分频次数，N 为扫频频率间隔控制字位数，K 为扫频频率控制字，a 为扫频的频点个数(不一定为整数)，τ为扫频时间、B 为扫频带宽，f ∆为扫频步进，η为调频线性度，则由：r B f f τ=∆ (2)可以得到：c c 12N Kf M f B aητ=== (3) 由式(3)可见，为了减小η，可以在保证B 不变的情况下增大τ。
但τ太大会导致工程不易实现且会恶化LFM 信号的距离分辨力，故η和τ的设计存在一定的矛盾性。
设K =1并保持B 固定不变，可以适当减小c f (但大于两倍的最大输出频率)，从而减小η；如果此时的τ太大，则可以提高f ∆直到τ和η都满足系统要求。
不断改变B 重复上述过程，便可选出满足系统要求的η、B 、τ组合。
这里设计的DDS 输出的LFM 信号中心频率为 60 MHz 、带宽为24 MHz ，并具有3种可选脉宽1 µs 、3 µs 和10 µs 。
综合考虑DDS 的系统时钟和系统所要求的杂散指标，本文的DDS 器件选用ADI 公司的第5期 蔡竟业 等: Ka 波段全相参雷达收发射频前端系统组件研制 631AD9958，其输入时钟频率为100 MHz ，并将AD9958内置倍频数设为5，即DDS 系统时钟为500 MHz 。
所以，当脉宽为1 µs 、3 µs 和10 µs 时，输出LFM 信号的理论η分别为8×10−3、2.7×10−3和8×10−4，而f ∆分别为192 kHz 、64 kHz 和19.2 kHz 。
而且，此时的功率大小适中，这为改善发射中频和接收本振杂散性能和进行功率调整创造了条件[8]。
2.2 变频方案的设计DDS 产生的低频LFM 信号还需进一步上变频到Ka 波段。
当参与变频的两路信号互不相关时，变频器输出的功率谱密度为两路信号的相噪功率谱密度之和，即[9]：c c1c2()()()L f L f L f =+ (4) 式中 f 为相对频偏。
可见，合理的频率规划、有效的变频结构以及本振源低相噪低杂散设计对提高系统的相噪指标尤为重要。