功分器现在有如下几种系列[11]：1、400MHz-500MHz 频率段二、三功分器，应用于常规无线电通讯、铁路通信以及450MHz 无线本地环路系统。

2、800MHz-2500MHz 频率段二、三、四微带系列功分器，应用于GSM ／CDMA/PHS/WLAN 室内覆盖工程。

3、800MHz-2500MHz 频率段二、三、四腔体系列功分器，应用于GSM ／CDMA/PHS/WLAN 室内覆盖工程。

4、1700MHz-2500MHz 频率段二、三、四腔体系列功分器，应用于PHS/WLAN 室内覆盖工程。

5、800MHz-1200MHz/1600MHz-2000MHz 频率段小体积设备内使用的微带二、三功分器。

这里介绍几种常见的功分器：一、威尔金森功分器 我们将两分支线长度由原来的4λ变为43λ，这样使分支线长度变长，但作用效果与4λ线相同。

在两分支线之间留出电阻尺寸大小的缝隙，做成如图1-1所示结构。

图1-1 威尔金森功分器二、变形威尔金森功分器将威尔金森功分器进行变形，做成如图1-2所示结构。

两圆弧长度由原来的4λ变为43λ，且将圆伸展开形成一个近似的半圆。

每个支路通过2λ传输线与隔离电阻相连，这样做虽然会减小电路的工作带宽，但使输出耦合问题得到了解决，而且可以用于不对称，功分比高的电路，隔离电阻的放置更加容易，且两支路间的距离足够大，在输出口可直接接芯片。

图1-2 变形威尔金森功分器三、混合环混合环又称为环形桥路，它也可作为一种功率分配器使用。

早期的混合环是由矩形波导及其4个E-T 分支构成的，由于体积庞大已被微带或带状线环形桥路所取代。

图1-3为制作在介质基片上的微带混合环的几何图形，环的平均周长为 23g λ，环上有四个输出端口，四个端口的中心间距均为4g λ。

环路各段归一化特性导纳分别为a, b, c ，四个分支特性导纳均为0Y 。

这种形式的功率分配器具有较宽的带宽，低的驻波比和高的输出功率。

理论上来说，它的带宽可以同威尔金森功分器相比。

混合环功分器相对威尔金森功分器的优点在于，在实际应用中它在高频率上的性能更好一些。

图1-3 混合环对比以上三种功分器，首先对比威尔金森功分器及变形威尔金森功分器，变形威尔金森功分器性能与仿真结果相差较大，其原因可能有以下几点：加入两个21波长微带线，引入了T 型接头，使微带线产生不连续性；为了保证两21波长微带线之间的距离正好可以焊接电阻，两微带线均倾斜，使焊接电阻处微带不均匀，另外电阻焊接的非对称性影响了功分器输出两端的功分比[9]。

威尔金森功分器和混合环的插损性能较好，可以满足一般功率合成的要求。

在隔离方面，威尔金森功分器隔离较好，混合环的隔离要稍差。

从上述三种功分器分析可以得出：要获得具有良好性能的微波毫米波功分器，需保证一定的加工精度，对加隔离电阻的功分器，要特别注意选择尺寸较小的电阻，焊接时要求电阻两端对称，且从电阻反面焊接，也可以考虑使用薄膜电阻来实现。

这三种功分器都可以串联用作多路功率分配/合成器。

1.3 本课题研究内容4g λ4g λ4g λ43g λ对称平面本文主要是对微带功分器的研究,给出了功分器的设计实例,并且运用工具软件进行仿真与优化，得到最优结果。

本课题的具体内容是采用微带平面电路结构设计一个工作在C波段、频率：3--4GHz、驻波：〈1.2、传输损耗：<5.5dB、隔离：>20dB、带内波动：〈0.5dB的一分三功分器，并作出版图。

2. 功率分配器基本理论2.1 功率分配器的分类情况a、按路数分为：2路、3路和4路及通过级联形成的多路功率分配器。

b、按结构分为：微带功率分配器及腔体功率分配器。

c、根据电路形式可分为：微带线、带状线、同轴腔功率分配器。

d、根据能量的分配分为：等分功率分配器及不等分功率分配器。

2.2 常用的功率分配器间的区别常用的功率分配器都是等功率分配，从电路形式上来分，主要有微带线、带状线、同轴腔功率分配器，几者间的区别如下：a、同轴腔功分器优点是承受功率大，插损小，缺点是输出端驻波比大，而且输出端口间无任何隔离。

微带线、带状线功分器优点是价格便宜，输出端口间有很好的隔离，缺点是插损大，承受功率小。

b、微带线、带状线和同轴腔的实现形式也有所不同：同轴腔功分器是在要求设计的带宽下先对输入端进行匹配，到输出端进行分路；而微带功分器先进行分路，然后对输入端和输出端进行匹配[1]。

2.3 功分器的基本原理2.3.1四分之一波长变换器微带功分器的分支电路通常是用四分之一波长阻抗变换器，它是一种有用而实际的阻抗匹配电路。

阻抗匹配的基本思想如图2-1所示，它将匹配网络放在负载和传输线之间。

Z。

虽理想的匹配网络是无耗的，而且通常设计成向匹配网络看去输入阻抗为然在匹配网络和负载之间有很多次反射，但是在匹配网络左侧传输线上的反射被消除了。

这个过程也被认为是调谐。

阻抗匹配或调谐的原因是很重要的，原因如下所述：（1）当负载与传输线匹配时（假设信号源是匹配的），可传送最大功率，并且在馈线上功率损耗最小。

（2）对阻抗匹配灵敏的接收机部件可改进系统的信噪比。

（3）在功率分配网络中（如天线阵馈电网络），阻抗匹配可以降低振幅和相位不平衡。

只要负载有非零实部，就能找到匹配网络。

图2-1 阻抗匹配网络四分之一波长变换器对于匹配实数负载阻抗到传输线，是简单而有用的电路。

如下图所示，若主传输线的特性阻抗为0Z ，终端接纯电阻性负载L Z ，但0Z Z L ≠，则可以在传输线与负载之间接入一特性阻抗为01Z 、长度4λ=l 的传输线段来实现匹配。

图2-2 4λ波长变换器设此时0T 面上的反射系数为Γ，则(2-1)上式取模值为(2-2)在中心频率附近，上式可近似为(2-3) 当θ = 0时，反射系数的模达到最大值，由式(2.-3)可以画出Γ 随θ 变化的曲线，如图2-3所示。

Γ随θ (或频率)作周期变化，周期为π。

如果设ΓΓ=-Z Z Z Z L L002cos θ()Γ=-++Z Z Z Z j Z Z lL L L 0002tg βΓ=+-⎛⎝ ⎫⎭⎪⎪⎡⎣⎢⎢⎤⎦⎥⎥11200212Z Z Z Z L L sec θ 匹配网络 负载L Z为反射系数模的最大容许值，则由4λ阻抗变换器提供的工作带宽对应于图中限定的频率范围（Δθ）。

由于当θ 偏离时曲线急速下降，所以工作带宽是很窄的。

图2-3 4λ波长变换器在设计频率附近的Γ的近似形态当时 (2-4)通常用分数带宽q W 表示频带宽度，q W 与m θ有如下关系(2-5) 当已知L Z 和 0Z ，且给定频带内容许的 m Γ 时，则由式（2-5）可计算出相对带宽q W 值；反之，若给定q W 值，也可求出变换器的m Γ，计算中m θ取小于2π的值。

对于单一频率或窄频带的阻抗匹配来说，一般单节变换器提供的带宽能够满足要求。

但如果要求在宽频带内实现阻抗匹配，那就必须采用多节阶梯阻抗变换器或渐变线阻抗变换器。

2.3.2功分器的原理功率分配器是将输入信号功率分成相等或不相等的几路功率输出的一种多端口网络。

任意多分路单节的功分器的电路拓扑结构如图 2-4 所示：ΓΓ=m ()θm m L m L Z Z Z Z =--arccos 21020ΓΓ()W f f f q m m m =-=-=--=-210210224θθθπθθππθ图2-4功分器的电路示意图其中（a ）为多路普通功分器的示意图，信号源与负载内阻均为：0Z R R L S ==；若为 N 等分，则 n Z Z Z === 21，各段长度均为： 4λ。

这种功分器不能做到信道之间有隔离，也不能做到各端口的完全匹配。

图（b ）为混合型N 路功分器，不同之处在于各路输出端口均有一隔离电阻R 与公共结点相连。

可以使输入功率分成大小不相等的N 路输出，且各输出端口同相位。

若在输出端口反射，则波将在支线交叉口再分配。

由于各段长度为4λ。

则往返的电长度为π，彼此相消，从而实现各输出端口之间的相互隔离。

一分三功分器是一个四端口网络，其S 参数为：],,,;,,,;,,,;,,,[][44434241343332312423222114131211s s s s s s s s s s s s s s s s S = 由于普通的无耗互易三端口网络不可能完全匹配，且输出端口间无隔离，工程上对信道之间的隔离要求又很高，因此常用混合型的功率分配器，该结构也称为威尔金森型功率分配器，它是有耗的三端口网络，是在毫米波微波大功率系统中应用最广泛的一种形式，其功率分配可以是相等的或不相等的。

其不等功率分配器的一个原理性示意图为图2-5。

图2-5 配有隔离电阻的微带功分器结构图这种功率分配器一般都有消除②、③端之间耦合作用的隔离电阻R 。

设主臂①(功率输入端)的特性阻抗为0Z ，支臂①-②和①-③的特性阻抗分别为02Z 和03Z ，它们的终端负载分别为2R 和3R ，电压的复振幅分别为2U 和3U ，功率分别为2P 和3P 。

假设微带线本身是无耗的，两个支臂对应点对地(零电位)而言的电压是相等的，那么，就可以得到下列的关系式：(2-6) (2-7) (2-8)又因32U U =，所以有(2-9) (2-10) 式中的k 是比例系数，k 可以取1(等功率情况)，或大于1和小于1(不等功率情况)。

设2i Z 和3i Z 是从接头处分别向支臂①-②和①-③看去的输入阻抗，两者的关系是：(2-11) 从主臂①向两支臂看去应该是匹配的，因此应有(2-12)或 (2-13)由此得 ： (2-14)22222R U P =32332R U P =223P k P =32223R R k P P ==322R k R =322i i Z k Z =322323201i i i i i Z k k Z Z Z Z Z +=+=02231Z k k Z i +=()0221Z k Z i +=4λ因为0Z 和k 是给定的，这样2i Z 和3i Z 即可求出。

前面己经讲过，322R k R =，可见，只需选定2R 和3R 中的一个值，则另一个即可确定，为计算方便，通常可选取(2-15)根据式(2-14)，(2-15)和式(2-16)即可求出两个支臂的特性阻抗02Z 和03Z 分别为(2-16)(2-17) 现在确定隔离电阻R 的作用及其值大小。

倘若没有电阻R ，那么，当信号由①-②支臂的端口②输入时，一部分功率将进入主臂①，另一部分功率将经过①-③支臂而到达端口③；反之，当信号由①-③支臂的端口③输入时，除一部分功率将进入主臂①外，还有一部分功率将到达端口②，即②、③两端口之间相互影响。

为了消除这种现象，加了隔离电阻R 。

当信号由主臂①输入时，由于R 两端电位相等，无电流通过，不影响功率分配(相当于R 不存在一样)。