点，使补偿后的运放只有一个极点。这就要求：
fZ

1
2
CC
(
g
m
1 6

RZ
)
gm6
2 CL
RZ
CC CL gm6 CC
(b) 消去零点。即将零点移至无穷远处。这就要求
gm6Rz 1
(c) 将零点移到左半平面略大于 GBW 的位置。一般为 1.2 倍 GBW 处（why？）， 原因：1,2GBW 处的零点既不影响幅度特性，又能很好地贡献相位裕度。
=
������������ ������������
=
������������1 2������������������
=
������������1 ������������1
������������1
1 2������������������
（5）
B 相位补偿分析：
如图 1 电路，加入一个与 Cc 的串联电阻之后，电路的零点变为：
第六章 仿真
6.1 直流增益、带宽和相位裕度
结果说明
A1 A2 增益 3dB带宽 增益带宽积 相位裕度
16.64 20.8 50.8dB 4.2MHZ 1.88GHZ 62deg
仿真结果图示
6.2 偏置电路设计：
注：此电路没有做输入偏置，后续工作应做一个 342mv 的偏置供输入。
放大器 symbol 测试
W 502.392u 502.392u 155.416u 155.416u 342.083u 104.154u 849.32u 306.99u
5.4 计算&仿真参数
DC参数 Vout Vp Vgs1 Vgs2 id1 id2
600.696mV 899.968mV 342mV 560.458mV 1.75173mA 1.35404mA
求相位裕度，即 w=GWB 时，主极点作用，增益为 1(此时假设零点不作用相移)
有：
相位裕度：
H
(
jw)

H0
(1
1 GWB )(1
GWB
)
p1
p2
=1800 arctan(GWB) arctan(GWB)=450
p1
p2因为p1Fra bibliotek是主极点,有
GWB p1
=H0
10
所以，
=1800 900 arctan(GWB)=450 p2
RZ
=g
m
1 6

1 1.2
g 1 m1
6、由于调零电阻是用 PMOS 管代替的，MOS 本身具有寄生电容，加上调零 MOS 管
后零点和主几点都会受到不可忽略的影响，还需要根须实际情况调节补偿电
容和调零 MOS 管的参数。
第五章 参数说明：
5.1 设定指标参数
Vdd Vout 第一级增益A1 第一级增益A1 带宽
之间有如下关系
即 λ 反比于 L。
1 =VE L
2.2 频率特性分析
A 对图 2 进行小信号分析：
右半平面零点：������������
=
������������2 （未补偿）（2）
2������������������
主极点：������������
=
1 2������������1������2������������2
5.2 设定参数：
电压参数 Vp Vx Vb
1.1V 600mV 21倍 16倍 10MHZ
900mV 500mV 600mV
电容参数 CL Cc
100fF 1.5pF—>2.0pF
5.3 工艺器件参数
管子参数 MOS管 M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M14
L 200n 200n 300n 300n 40n 200n 400n 110n
图 1 二级运放电路
第二章 设计指标
表1 设计指标
设计指标
增益带宽最大化
工艺参数
40nm 工艺
面积
不要求
负载电容
100fF
输出共模电压
0.6V
静态功耗
不要求
增益
大于50dB
单位增益带宽
Maximize
相位裕度
大于60o
转换速率
无
共模抑制比
无
等效输入噪声
无
第三章 理论计算 3.1 静态特性
暂不考虑调零电阻 M14，绘出电路的等效模型。
3.2 频率特性 在图 2.3 所示的等效电路中，C1 为第一级输出节点到地的总电容，有
C1 CGD2 +CDB2 CGD4 CDB4 CGS6
C2 表示第二级输出节点与地之间的总电容
C2 CDB6 CDB7 CGD7 CL
综上考虑，电路的主极点
次极点
fd

1 2 R1R2Gm2Cc
������������
（3）
次极点：������������������
=
������������2 2������������������
=
������������2 ������������2
������������2
1 （4）
2������������������
单位增益带宽：������������������
GWB

A1 A2
fd

gm1 2 CC
gm1 id
id 2 CC
4、根据次极点公式，和为满足相位裕度高于 60 ,次级点必须移动到 2.2GWB 处
条件，求得第二级的漏电流 id 。
5、确定调零电阻大小。根据第三种方法，将零点移动到 1.2 倍 GBW 处，用该调 零电阻公式计算调零电阻大小
图 2.2 等效电路模型
图中每一级都是互导放大器，由于第一级差分输入对管 M1 与 M2 相同，有
GM 1 gm1 gm2
R1 表示第一级输出电阻，其值为
R1 ro2 ||ro4
则第一级的电压增益
对于第二级，有
A1 Gm1R1 gm2 (ro2 ||ro4 )
二级的电压增益
R1 ro6 ||ro7
CMOS 两级运算放大器设计文档
2014.01.13
第一章 概述 第二章 设计指标 第三章 理论计算 第四章 设计步骤 第五章 参数说明 第六章 仿真 第七章 设计总结
目录
第一章 概述
本文档设计了一个基于 simc040 工艺的两级运放，电路结构如图 1 所示，运放采 用两级结构，第一级是差分输入级，镜像电流源作负载，第二级是共源放大输出 级，PMOS 管做负载。由于两级结构至少有两个级点，相位偏移至少会达到 1800， 因此需要用密勒电容 Cc 进行补偿，同时为增大相位裕度，需加一个调零电阻， 将零点移到左半平面适当位置(1.2GBW 处)，此处可用一个 NMOS M14 实现。偏置 电路暂不考虑。本设计电源电压采用 1.1V,负载电容 100fF。
A2
16
)，求得
gm id
；
3>
对单管
M6
进行
Vgs
系数仿真，求得
gm id
值对应的Vgs 。
2、根据同样的方法，确定第一级的驱动电压Vgs1 (第一级的输出端口电压为第二
级的驱动电压Vgs2 )。
3、根据主(第一级)极点(带宽)指标求出增益带宽积 GWB，然后公式+仿真求出第 一级电流 id 。
CMRR=346/3.81=90.84=39.2dB(共模抑制比太小,至少应该达到 100dB, 但不知如果改进)。
6.4 电源抑制比
下图为电源到输出增益的测试电路，用差模信号增益除以电源增益即得到电源抑 制比。仿真结果，电源增益为 21.6dB(12.02 倍）。 所以电源抑制比为：346/12.02=28.8=29.2dB。(电源抑制比太小，这可能会导致 放大器完全不能工作) .
Gm2 gm6
A2 Gm2R2 gm6 (ro6 ||ro7 )
故总的直流开环电压增益为
A0 A1A2 gm2gm6 (ro2 || ro4 )(ro6 || ro7 )
MOS 管的寄生电阻 ro 由下式决定
r0

1 ID
VE L ID
其中 λ 是沟道长度调制系数，VE 为厄利电压，L 为管子的有效沟道长度。它们
lg(GBW )= 2 p2 3
p2 101/3GBW 2.15GBW
3.3 调零电阻 在补偿电容上串接此电阻后，电路的主极点和次极点不发生改变(why?)，而零点 则变为
fZ

1
2
CC
(
g 1 m6

RZ
)
其中 fZ 带符号。
通过调节调零电阻来控制零点位置，主要有三种控制零点的方法：
(a) 零点移到左半平面并与第二极点重合，即 fz＝fp2。这样一来可以消去第二极
6.5 噪声 6.6 压摆率
由图可知，放大器的上升建立时间为约 1.3ms,建立与负载电容有关。
第七章总结： 本文档设计了一个基于 simc040 工艺的弥勒补偿两级运算放大器，设计理论
和设计思路都比较简单，可供初学者参考。由于笔者知识水平和写作水平有限， 不足之处请多多包涵！
两级的增益是如何分配的？
A2

gm6 (ro6||ro7 )


gm id
id
(ro6||ro7 )
id
ro

1
,正比于沟道长度
L
1> 通过单管仿真(设定好相应的端口电压)，得到 M6、M7 的 gds ;(注意:为保证 id