三相正弦波变频电源设计1设计任务分析设计并制作一个三相正弦波变频电源，输出频率范围为20-100Hz，输出线电压有效值为36V，最大负载电流有效值为3A，负载为三相对称阻性负载（Y型接法）。

三相正弦波变频电源原理方框图如图1-1所示。

图1-1 三相正弦波变频电源原理框图2 三相正弦波变频电源系统设计方案选择2.1 整流滤波电路方案选择方案一：三相半波整流电路。

该整流电路在控制角小于30°时，输出电压和输出电流波形是连续的，每个晶闸管按相序依次被触发导通，同时关断前面已经导通的晶闸管，每个晶闸管导通120°；当控制角大于30°时，输出电压，电流的波形是断续的。

方案二：三相桥式整流电路。

该整流电路是由一组共阴极电路和一组共阳极电路串联组成的。

三相桥式的整流电压为三相半波的两倍。

三相桥式整流电路在任何时候都有两个晶闸管导通，而且这两个晶闸管中一个是共阴极组的，一个是共阳极组的。

他们同时导通，形成导电回路。

比较以上两种方案，方案二整流输出电压高，纹波电压较小且不存在断续现象，同时因电源变压器在正，负半周内部有电流供给负载，电源变压器得到了充分的利用，效率高，因此选用方案二。

滤波电路用于滤波整流输出电压中的纹波，采用负载电阻两端并联电容器C的方式。

2.2 逆变电路方案选择根据题目要求，选用三相桥式逆变电路方案一：采用电流型三相桥式逆变电路。

在电流型逆变电路中，直流输入是交流整流后，由大电感滤波后形成的电流源。

此电流源的交流内阻抗近似于无穷大，他吸收负载端的谐波无功功率。

逆变电路工作时，输出电流是幅值等于输入电流的方波电流。

方案二：采用电压型三相桥式逆变电路。

在电压型逆变电路中，直流电源是交流整流后，由大电容滤波后形成的电压源。

此电压源的交流内阻抗近似于零，他吸收负载端的谐波无功功率。

逆变电路工作时，输出电压幅值等于输入电压的方波电压。

比较以上两种方案，电流型逆变器适合单机传动，加，减速频繁运行或需要经常反向的场合。

电压型逆变器适合于向多机供电，不可逆传动或稳速系统以及对快速性要求不高的场合。

根据题目要求，选择方案二。

2.3 SPWM（正弦脉宽调制）波产生方案选择在给设计中，变频的核心技术是SPWM波的生成。

方案一：采用SPWM集成电路。

因SPWM集成电路可输出三相彼此相位严格互差120°的调制脉冲，随意可作为三相变频电源的控制电路。

这样的设计避免了应用分立元件构成SPWM波形发生器离散性，调试困难，稳定性较差。

方案二：采用AD9851DDS集成芯片。

AD9851芯片由告诉DDS电路，数据输入寄存器，频率相位数据寄存器，告诉D/A转换器和比较器组成。

由该芯片生成正弦波和锯齿波，利用比较器进行比较，可生成SPWM波。

方案三：利用FPGA通过编程直接生成SPWM波。

利用其中分频器来改变脉冲信号的占空比和频率，主要是可通过外部按钮发出计数脉冲来改变分频预置数，实现外部动作来控制FPGA的输出信号。

比较上述3种方案，方案一是较好的一种产生SPWM波的方案，但题目中的说明中明确规定不能使用产生SPWM波形的专用芯片，所以不能采用此方案，方案二由于DDS采用全数字计数，因此会存在杂散干扰，直接影响输出信号的质量，所以此方案也未被采用，故采用方案三。

2.4 变频电源基本结构图方案一：交流变频电源实际上是一个AC-DC-AC装置。

它先将来自公共电网的交流电经过整流器变成直流电，再通过逆变器将之转变成满足负载需要的交流电，所以基本结构由整流电路，逆变电路，控制电路，负载匹配电路等几部分组成。

如图2-1的开环控制方式，但这种电路在负载改变时不能达到题目发挥部分稳频，稳压的要求。

图2-1 开环结构方框图方案二：在上面方式的基础上，从负载端引出一个反馈信号。

该反馈信号经处理后送FPGA与预置数相比较，比较结构送输入端，形成一个闭环控制系统。

该系统可靠性高，误差小，满足题目要求。

结构方框图如图2-2所示。

图2-2 闭环结构方框图考虑到本设计方案，选择方案二。

3三相正弦波变频电源系统组成所设计的三相正弦波变频电源系统方框图如图3-1所示。

控制方式采用单片机和FPGA共同控制的方式，由单片机AT89S52,IR12864-M液晶显示器，4×4按键构成人机界面。

单片机控制IR12864-M液晶显示器4×4按键，并与FPGA的通信。

FPGA作为本设计系统的主控器件，采用一块Xinlinx公司生产的Spartan 2E 系列XC2S100E-6PQ208芯片，利用VHDL（超高速硬件描述语言）编程，产生PWM 波河SPWM伯。

同时，利用FPGA完成采集控制逻辑，显示控制逻辑，系统控制及信号分析，处理，变换等功能。

220v/50hz的市电，经过一个220V/60V的隔离变压器，输出60V的交流电压，经整流得直流电压，经斩波得到一个幅度可调的稳定直流电压。

斩波电路的IGBT开关器件选用BUP304;BUP304的驱动电力由集成化专用IGBT 驱动器EXB841构成；EXB841的pwm驱动输入信号由FPGA提供，并采用观点隔离。

输出的斩波电压经逆变得到一系列频率的三相对称交流电。

逆变电路采用全控桥逆变电路，MOSFET桥臂由6个K1358构成。

K1358的驱动电路选用IR2111的控制信号SPWM由FPGA提供。

图3-1 三相正弦波变频电源系统设计方框图逆变输出电压经过低通滤波，输出平滑的正选波，输出信号分别经电压，电流检测，送AD673真有效值转换芯片，输出模拟电平，经模、数转化器ADC0809，输出数据送FPGA处理。

4总电路设计图图4-1 总电路图5各部分电路设计5.1交流电源整流滤波电路设计市电经220V/60V隔离变压器变压为60V的交流电压，输出扼流线圈，消除大部分的电磁干扰，经整流输出，交流电转变成脉动大的直流电，经电容滤波输出脉动小的直流电，其电路如图5-1所示。

在电路中F1,F2为保险丝，题目要求输出电流的有效值达到3.6A时，执行过流保护，则采用4A的保险丝。

输出端并联的电容C11为滤波电容，容值为470μf。

JDQin端连接过压保护电路。

图5-1交流电源整流滤波电路5.2逆变和驱动电路设计在本设计中采用三相电压桥式逆变电路。

6个MOSFET管2SK1358组成该逆变电路的桥臂。

桥中各臂在控制信号作用下轮流导通。

它的基本工作方式为180°导电方式，即每个桥臂的导电角度为180°，同一相（即同一半桥）上下两桥臂交替到导电。

各相开始导电的时间相差120°，三相电压桥式逆变电路如图4-3所示，每个2SK1358并联一个续流二极管和串接一个RC低通滤波器。

MOSFET驱动电路的设计对提高MOSFET性能具有举足轻重的作用，并对MOSFET 的效率，可靠性，寿命都有重要的影响。

MOSFET对驱动它的电路也有要求:能向MOSFET栅极提供需要的栅压，以保证MOSFET可靠的开通和关断；为了使MOSFET 可靠地触发导通，触发脉冲电压应高于管子的开启电压，并且驱动电路要满足MOSFET快速转换和峰值电流的要求；具备良好的电气隔离性能；能提供适当的保护功能；驱动电路还应该简单可靠，体积小。

IR2111是美国国际整流公司(IR）公司研制的MOSFET专用驱动集成电路，采用DIP-8封装。

其主要技术特点有：可驱动同桥臂的两个MOSFET：内部自举工作：允许在600V电压下直接工作：栅极驱动电压范围宽：单通道施密特逻辑输入，输入与TTL及CMOS电平兼容：死区时间内置：高边输出，输入同相，低边输出死区时间调整后与输入反相。

图5-2 逆变电路图5-3 MOFET控制电路5.3 SPWM 波的实现（1）SPWM 波的原理正弦脉冲宽度调制SPWM 的基本原理是：根据采样控制理论中的冲量等效原理，大小、波形不相同的窄脉冲变量作用于惯性系统时，只要它们的冲量（即变量对时间的积分）相等，其作用效果基本相同，且窄脉冲越窄，输出的差异越小。

这一结论表明，惯性系统的输出响应主要取决于系统的冲量，即窄脉冲的面积，而与窄脉冲的形状无关。

依据该原理，可将任意波形用一系列冲量与之相等的窄脉冲进行等效。

将一正弦波的正半波k 等分（图中k=7）。

其中每一等分所包含的面积（冲量）均用一个与之面积相等的、等幅而不等宽的矩形脉冲替代，且使每个矩形脉冲的中心线和等分点的中线重合。

如此，则各矩形脉冲宽度将按正弦规律变化。

这就是SPWM 控制理论依据，由此得到的矩形脉冲序列称为SPWM 波形。

SPWM 波形生成程序采用VHDL 硬件描述语言编写。

（2）SPWM 波形数据的产生利用Matlab 产生波形。

计算原理如下：设三相逆变电路的输出三相分别为U 相、V 相、W 相。

就U 相而言，当换流器工作在连续导电模式下时，有U O U D U ⨯=在具体计算时，取x U O sin =，取1=U U ，采样64个点，设脉冲高电平时间为1U t ，脉冲低电平时间为2U t ，则有T t t U U =⨯+64)(21其中T 为输出正弦波的周期。

又 211U U U t t t D +=有 则 当取T 为100000s 时，频率为0.00001Hz ，那么频率为 ，V 相、W 相与U 相相同。

64)(10000021⨯+=U U OUT t t f 641DT t U =1264U U t T t -=程序如下：x=0:(2*pi)/63:2*pi;Uu=sin(x)+1;Uv=sin(x+(2*pi)/3)+1;Uw=sin(x-(2*pi)/3)+1;%%----Uo=D*Uu(取Uu=1）%%----D=Uo=UuDu=Uu;Dv=Uv;Dw=Uw;Du=Du/2;Dv=Dv/2;Dw=Dw/2;tu1=(Du*100000)/64;tu2=100000/64-tu1;tv1=(Dv*100000)/64;tv2=100000/64-tv1;tw1=(Dw*100000)/64;5.4 斩波和驱动电路设计设计的斩波和驱动电路如图4-2所示。

该电路中IGBT（隔离栅双极性晶体管）采用BUF304，起最大电压为1000V，TO_218AB封装。

选用IGBT专用集成驱动器EXB841进行驱动。

图5-4中，JDQout是整流滤波的输出电压端；EXB841的引脚端6连接快恢复二极管U8100；引脚端5连接光电耦合器TLP521;根据资料介绍。

与引脚端2相接的电阻为4.7kΩ（1/2W）;引脚端1和引脚端9，引脚端2和引脚端9之间的电容C13,C12为47μf，该电容并非滤波电容，而是用来吸收输入电压波动的电容；在斩波后的电路中接一个续流二极管（D12）来消除电感储能对IGBT造成的不利影响；采用由电感（L3)与电容（C16）组成的低通滤波器，尽可能降低输出电压波纹。