通信系统建模与仿真课程设计2009 级通信工程专业0913072 班级题目基于SIMULINK的2ASK频带传输系统的仿真姓名学号091307指导教师2012年5月23日1任务书试建立一个ASK频带传输模型，产生一段随机的二进制非归零码的基带信号，对其进行ASK调制后再送入加性高斯白噪声（AWGN）信道传输，在接收端对其进行ASK解调以恢复原信号，观察还原是否成功，改变AWGN信道的信噪比，计算传输前后的误码率，绘制信噪比-误码率曲线，并与理论曲线比较进行说明。
另外，对发送信号和接收信号的功率谱进行估计。
2二进制振幅键控（2ASK）的理论分析2.1、2ASK调制原理振幅键控是正弦载波的幅度随数字基带信号而变化的数字调制。
当数字基带信号为二进制时，则为二进制振幅键控。
设发送的二进制符号序列由0、1序列组成，发送0符号的概率为P，发送1符号的概率为1-P，且相互独立。
该二进制符号序列可表示为其中:二进制振幅键控信号时间波型如图1 所示。
由图1 可以看出，2ASK信号的时间波形e2ASK(t)随二进制基带信号s(t)通断变化，所以又称为通断键控信号（OOK信号）。
二进制振幅键控信号的产生方法如图2 所示，图(a)是采用模拟相乘的方法实现，图(b)是采用数字键控的方法实现。
图1 二进制振幅键控信号时间波型图2（a）模拟相乘法图2（b）数字键控法2.2、2ASK解调原理2ASK/OOK信号有两种基本的解调方法：非相干解调（包络检波法）和相干解调（同步检测法），相应的接收系统如图3（a）、图3（b）所示。
图3（a）非相干解调方式图3（b）相干解调方式32ASK频带系统设计方案3.1、信源：采用伯努利二进制发生器模块ernoulli Binary Generator,它可以产生一个二进制的单极性不归零二进制随机码序列。
3.2、调制方式：采用ASK调制，用高频载波与基带信号混频，把低频的调制信号搬移到较高的频率范围上，以适合在现实信号中传输。
3.3、解调方式：可以采用相干解调也可以采用非相干解调，本人先采用相干解调，用同载波频率一样的正弦信号与已调信号混频，把信号重新搬移到低频上来。
这种解调的缺点是在现实应用中实现比较麻烦，由于解调模块的载波信号再生器生成的正弦信号的载波相位是需要与调制模块载波信号具有严格的一致性的，然而在信宿端是不可能得到相位严格一致的载波信号的，况且还要用另外一个模块来进行载波再生。
相比之下包络检波就不存在这个问题，所以我也使用了包络检波的解调方法。
3.4、信道：采用AWGN（加性高斯白噪声）信道，在分析通信系统的抗噪声性能时，常用高斯白噪声作为通信信道中的噪声模型，这是因为，通信系统中常见的热噪声近似为白噪声，且热噪声的取值恰好服从高斯分布。
这里采用Gaussian Noise Generator生成一个高斯随机信号，用加法器加到调制信号上来仿真高斯信道。
用这个模块的原因是在后面进行误码率——信噪比曲线的绘制时要输出变量，在这个模块里可以设置输出到workspace进行观察。
3.5、抽样判决器：可以采用relay，用一系列的冲击信号对解调出来的信号进行采样，通过参数设置，对一定幅值以上的信号判为“1”，一定幅值一下的信号判为“0”。
以实现恢复出基带信号的波形。
由于relay比较简单设置便捷，于是我选用它。
4INK下2ASK系统的设计此系统所用仿真电路模块有: 伯努利二进制发生器模块，正弦波发生器模块，功率谱密度模块，高斯噪声发生器Gaussian Noise Generator模块，模拟滤波器模块，误码率计算模块，示波器模块。
4.1、伯努利二进制发生器模块：Communication Blockset/Commonsources/Data sources中的参数设置为：Probability of a zero 0概率设为0.5，initial seed设为61，Sample time抽样时间为0.01S，Sample per frame是输入信息码为1。
图4 伯努利二进制发生器模块参数设置4.2、调制过程：采用模拟相乘法，用生成一个1000HZ的正弦波载波信号（如图5），用乘法器把1000HZ的载波与100HZ的基带信号混频，把低频的基带信号频率搬移到1100HZ和900HZ上。
4.3、信道：采用这里采用Gaussian Noise Generator生成一个高斯随机信号，用加法器加到调制信号上来仿真高斯信道。
参数设置如图6。
图5正弦波载波信号发生器参数设置图6高斯随即信号发生器参数设置4.4、解调过程：了。
图7带通滤波器参数设置4.4.1、相干解调：仍然用1000HZ的正弦波信号与调制信号相乘，再用低通滤波器把100HZ的低频信号滤出来。
图8低通滤波器参数设置4.4.2、非相干解调：采用包络检波法，先进行全波整流，在进行低通滤波，他所要得到的结果和相干解调是一致的，均是把调制信号波形的下半部分反折到t 轴的上方，其中低通滤波器的参数设置与相干解调一致，见图8。
4.5、抽样判决器的作用是：信号经过抽样判决器，即可确定接收码元是“1”还是“0”。
假设抽样判决门限为b ，当信号抽样值大于b 时，判为“1”码；信号抽样值小于b 时，判为“0”码。
当本实验为简化设计电路，在调制的输出端没有加带通滤波器，并且假设信道时理想的，所以在解调部分也没有加带通滤波器。
图9 2ASK 信号非相干解调过程的时间波形本设计两种解调方式最后均采用用relay 做抽样判决器。
其中switch on point 和switch off point 是指抽样值判为“1”和判为“0”的阈值。
11100000101abc d图10 相干解调中relay参数设置图11 非相干解调中relay的参数设置4.6、整个系统的模型图如图12：图12 整个ASK系统的模型图5仿真结果分析5.1、给出系统模型中各点时域波形：图13中由上到下依次是：1）频率为1000HZ的载波信号，由于频率比较大，所以截图看着很密。
2）调制信号波形。
3）经过加性高斯白噪声信号后的传输信号。
4）解调前经过带通信号滤波器的信号波形。
5）相干解调后的波形。
6）经低通滤波器后的信号波形。
7）伯努利信号发生器产生的随机二进制单极性非归零码波形，放在此处是为了和解调后的信号做对比，特别在这个信号和示波器中间添了一个延迟时隙模块，以达到二者可以在同一个时间坐标下比较。
8）解调信号经抽样判决后的波形。
图14中由上到下依次是：1）解调信号经低通滤波器后的信号波形。
2）伯努利信号发生器产生的随机二进制单极性非归零码波形，放在此处依然是为了和解调后的信号做对比。
3）解调信号经抽样判决后的波形。
图13 各输出点时域信号波形图14 相干解调各时域输出波形分析：1、从各点的时域波形上我们直观地看到ASK调制和两种解调方式的波形，对理论做了很好的诠释。
2、对于相干解调而言，为了得到更好的低频信号，在带通滤波器和低通滤波器中都把频带设置的比较宽，以至于在相干解调后波形并没有完全在T轴上方。
但这并不影响抽样判决，只是理论上较好的解调方式在此处没有得到好的解调信号波形。
特别是在对抽样判决器的阈值设置时，经过反复的调试，都不能得到一个较低的误码率。
不过还是大致上解调出了与基带信号基本一致的波形。
3、对于非相干解调而言，采用了较为简单的全波整流，虽然在实际中非相干解调不具有较强的抗噪声性能，但是包络检波得到的波形经抽样判决后得到了较好的与基带信号相差不大的波形。
误码率也很低。
这与relay的设置和延时时隙的设置有关。
4、其实，在相同的信噪比条件下，同步检测法的抗噪声性能优于包络检波法，但在大信噪比时，两者性能相差不大。
然而包络检波法不需要相干载波，因而设备比较简单。
另外，包络检波法存在门限效应，同步检测法则无门限效应。
5.2、发送信号与接收信号的功率谱比较：图15 发送信号功率谱图16 相干解调得到的解调信号功率谱图17 包络检波法解调出的信号功率谱5.3、误码率的比较与分析图18（a）非相干解调图18（b）相干解调误码率存在的原因：1）由于系统处理信号需要时间，所以在解调后信号和基带信号之间就有一定的时延，当两者有时间差时，同一时刻具有不同信号电平，于是就出现了误码，当然这可以用基带信号的时延作为参照来减小误码率，但是本设计中都用的是手工调试，很不精确。
2）由于系统经过加性高斯白噪声信道后，尽管最终经过了滤波过程，但是在信号上升沿和下降沿出有很多的波动,混入了噪声，有很多毛刺，这对抽样判决带来了难度，本设计使用relay来实现抽样判决器，可是两个参数的设置也是通过手动来逐步逼近的，所以过程很不精确，只能是用夹逼法，但是总是得不到最佳值，这样就会引起判决后的信号“1”电平会时而比基带信号宽时而比基带信号窄，这样同样会产生误码率。
5.4、信噪比-误码率曲线采用外调两个函数，一个绘制理论曲线，一个绘制模型曲线。
5.4.1、理论曲线程序lilun.m：x=-6:18; %自定义信噪比范围for i=1:length(x);snr=x(i); %m每次运行信噪比增加1dbvar=10.^(0.1*snr); %计算对应的噪声ebr_th(i)=1/2*erfc(sqrt(var/4));endsemilogy(x,ebr_th) %绘制信噪比-误码率曲线，纵坐标为对数xlabel('信噪比r/dB');ylabel('误码率Pe');title('误码率与信噪比关系曲线');grid on;5.4.2、对于非相干解调的理论曲线只需把上面ebr_th(i)=1/2*erfc(sqrt(var/4))换为ebr_th(i)=1/2*e_{-(var/4)}。
5.4.3、实际曲线shiji.m：x=-6:18; % 定义信噪比范围for i=1:length(x);snr=x(i); % 每次运行信噪比增加1dBvar=0.5/(10.^(0.1*snr)); % 计算对应的噪声功率sim('askyanxueguang.mdl'); % 运行模型文件ebr(i)=ErrorVec(1); % 保存当次运行误码率endsemilogy(x,ebr) % 绘制信噪比-误码率曲线，纵坐标为对数坐标xlabel('信噪比r/dB');ylabel('误码率Pe');title('误码率与信噪比关系曲线');grid on;图20相干解调理论曲线图21 非相干解调理论曲线图22 相干解调系统的误码率——信噪比实际曲线图23 非相干解调系统的误码率——信噪比实际曲线可以推导得到2ASK的相干解调误码率公式为1/2*erfc(sqrt(var/4))，非相干解调误码率公式为ebr_th(i)=1/2*e_{-(var/4)}，二者皆为递减函数，仿真结果也是递减函数，大致得到了结果。