课程设计说明书课程设计名称：电力电子技术题目：BUCK开关电源闭环控制的仿真研究- 28V/15V目录一、引言 (1)二、课题简介 (1)2.1 BUCK变换器PID控制的参数设计 (1)2.2 BUCK电路的工作原理 (1)2.3 BUCK开关电源的应用 (3)三、课题设计要求 (3)3.1 课题内容 (3)3.2 参数要求 (3)四、课题设计方案 (4)4.1 系统的组成： (4)4.2 主电路部分的设计 (5)4.3 闭环系统的设计 (5)4.4 闭环系统仿真 (10)五、总结及心得体会 (13)六、参考文献 (13)七、附录 (14)一、引言随着电力电子技术的快速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多。

电子设备的小型化和低成本化使电源向轻、薄、小和高效率方向发展。

开关电源因其体积小，重量轻和效率高的优点而在各种电子信息设备中得到广泛的应用。

伴随着人们对开关电源的进一步升级，低电压、大电流和高效率的开关电源成为研究趋势。

开关电源分为AC/DC和DC/DC，其中DC/DC 变换已实现模块化，其设计技术和生产工艺已相对成熟和标准化。

DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。

斩波电路主要用于电子电路的供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。

IGBT降压斩波电路就是直流斩波中最基本的一种电路，是用IGBT作为全控型器件的降压斩波电路，用于直流到直流的降压变换。

IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件。

它既有MOSFET易驱动的特点，又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。

其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十千赫兹频率范围内，故在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。

所以用IGBT作为全控型器件的降压斩波电路就有了IGBT 易驱动，电压、电流容量大的优点。

IGBT降压斩波电路由于易驱动，电压、电流容量大在电力电子技术应用领域中有广阔的发展前景，也由于开关电源向低电压，大电流和高效率发展的趋势，促进了IGBT降压斩波电路的发展。

二、课题简介BUCK电路是一种降压斩波器，降压变换器输出电压平均值Uo总是小于输入电压Ui。

通常电感中的电流是否连续，取决于开关频率、滤波电感L和电容C的数值。

简单的BUCK电路输出的电压不稳定，会受到负载和外部的干扰，当加入PID控制器，实现闭环控制。

可通过采样环节得到PWM调制波，再与基准电压进行比较，通过PID控制器得到反馈信号，与三角波进行比较，得到调制后的开关波形，将其作为开关信号，从而实现BUCK电路闭环PID控制系统。

2.1 BUCK变换器PID控制的参数设计PID控制是根据偏差的比例P、积分I、微分D进行控制，是控制系统中应用最为广泛的一种控制规律。

通过调整比例、积分和微分三项参数，使得大多数工业控制系统获得良好的闭环控制性能。

PID控制的本质是一个二阶线性控制器，其优点：1、技术纯熟；2、易被人们熟悉和掌握；3、不需要建立数学模型；4、控制效果好；5、消除系统稳定误差2.2 BUCK电路的工作原理Buck变换器主电路如图下所示，其中RC为电容的等效电阻(ESR)。

图1 buck 电路主电路图当t=0时，驱动IGBT 导通，电源E 向负载供电，负载电压uo=E ，负载电流io 按指数曲线上升。

电路工作时波形图如图2所示：图2 IGBT 导通时的波形当t=t1时刻，控制IGBT 关断，负载电流经二极管VD 续流，负载电压u0近似为零，负载电流指数曲线下降。

为了使负载电流连续且脉动小，故串联L 值较大的电感。

图3 IGBT 关断时的波形至一个周期T 结束，再驱动IGBT 导通，重复上一周期的过程。

当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等，负载电压的平均值为： E E TtonE toff ton ton Uo α==+=（4-1）其中，ton 为IGBT 处于通态的时间；toff 为处于断态的时间；T 为开关周期；α为导通占空比。

通过调节占空比α使输出到负载的电压平均值U0最大为E ，若减小占空比α，则U0随之减小。

由此可知，输出到负载的电压平均值Uo 最大为U i ，若减小占空比α，则Uo 随之减小，由于输出电压低于输入电压，故称该电路为降压斩波电路。

2.3 BUCK 开关电源的应用开关电源的三大基础拓扑：Buck 、Boost 、Buck-Boost 。

BUCK 开关电源主要应用于低压大电流领域，其目的是为了解决续流管的导通损耗问题。

采用一般的二极管续流，其导通电阻较大，应用在大电流场合时，损耗很大。

用导通电阻非常小的MOS 管代替二极管，可以解决损耗问题，但同时对驱动电路提出了更高的要求。

此外，对Buck 电路应用同步整流技术，用MOS 管代替二极管后，电路从拓扑上整合了Buck 和Boost 两种变换器，为实现双向DC ／DC 变换提供了可能。

在需要单向升降压且能量可以双向流动的场合，很有应用价值，如应用于混合动力电动汽车时，辅以三相可控全桥电路，可以实现蓄电池的充放电。

三、课题设计要求 3.1 课题内容1、根据设计要求计算滤波电感和滤波电容的参数值，完成开关电路的设计2、根据设计步骤和公式，设计双极点-双零点补偿网络，完成闭环系统的设计3、采用MATLAB 中simulink 中simpowersystems 模型库搭建开环闭环降压式变换器的仿真模型4、观察并记录系统在额定负载以及突加、突卸80%额定负载时的输出电压负载电流的波形 3.2 参数要求输入直流电压(V IN )：28V 输出电压(V O )：15V 负载电阻(R )：3Ω 输出电流(I N ):5A输出电压纹波(V rr )：50mV 开关频率(f s )：100kHz负载突变为80%的额定负载电流脉动峰-峰值：A 5.0I 1.0I N L ==∆二极管的通态压降V D =0.5V ，电阻压降V L =0.1V ，开关管导通压降V ON =0.5V四、课题设计方案4.1 系统的组成：如图4闭环系统的框图所示图4 闭环系统的结构框图整个BUCK电路包括Gc(S)为补偿器，Gm（S）PWM控制器，Gvd（S）开环传递函数和H(S) 反馈网络。

采样电压与参考电压Vref比较产生的偏差通过补偿器校正后来调节PWM控制器的波形的占空比，当占空比发生变化时，输出电压Uo做成相应调整来消除偏差。

BUCK系统框图如图5所示图5 BUCK系统框图各部分的作用为：直流变换：将输入的交流电转换为直流电。

控制对象：控制实验的对象。

采样网络:采样电压与参考电压Vref 比较产生的偏差。

PWM 控制器：控制PWM 的波形。

补偿控制器：校正后来调节PWM 控制器的波形的占空比。

4.2 主电路部分的设计① 电容等效电阻R C 和滤波电感C 的计算输出纹波电压只与电容的容量以及ESR 有关，电解电容生产厂商很少给出ESR ，但C 与RC 的乘积趋于常数，约为50~80μ*ΩF 。

本例中取为75μΩ*F 。

计算出RC 和C 的值。

Ω===5315R U I O N （4-1） Ω=-==∆=1.05.0)3(^10*501.0N PP L PP I V I V Rc （4-2）mF F C 75.0)3(^10*75.01.0)6(^10*75=-=-=（4-3）②滤波电感的计算onon L O IN t LLV V V V ∆+++= （4-4） ont L5.05.01.01528+++= off D L O t L LV V V ∆+++=0 （4-5） o f ft L 5.05.01.0150-+++= soff on f t t 1=+ （4-6） 3^10*1001=+off on t t求得：L=138.2 uH 4.3 闭环系统的设计 4.3.1 闭环系统结构框图BUCK 变换器系统框图如图6所示图6 BUCK 变换器系统框图4.3.2 BUCK 变换器原始回路传函的计算采用小信号模型分析方法可得Buck 变换器原始回路增益函数GO(s)为：()LCs RL s sCR V s H V s G s H s G s G C INmvd m O 211)(1)()()()(+++∙∙=∙∙= （4-7）其中)(s G m 为锯齿波PWM 环节传递函数，近似成比例环节，为锯齿波幅值V m 的倒数。

)(s H 为采样网络传递函数，yx y oref R R R U V s H +==)(，R x ，R y 为输出端反馈电压的分压电阻，)(s G vd 为开环传递函数。

将Vm=2.5V ，H(S)=0.167，IN V =28V ，C=0.75mF ，Rc=0.1Ω，L=138.2uH ，R=3Ω代入传函表达式，得到：110*607.410*036.1867.100014.0)(527+++=--s s s s G O 用matlab 绘制伯德图，根据程序得到伯德图如图7所示-60-40-2002040M a g n i t u d e (d B )102103104105106-180-135-90-45045P h a s e (d e g )Bode DiagramGm = Inf , P m = 29 deg (at 5.38e+003 rad/sec)Frequency (rad/sec)图7补偿前的伯德图由上图可知：用matlab 绘制伯德图，如图7所示，得到相角裕度29度。

由于相角裕度过低。

需要添加有源超前滞后补偿网络校正。

4.3.3补偿器的传函设计有源超前-滞后补偿网络如图8所示图8有源超前-滞后补偿网络补偿器的传递函数为：)1)(1)](([])(1)[1(332121221133112)(C sR C C s C C sR C R R s C sR G S C +++++++=（4-8）有源超前-滞后补偿网络有两个零点、三个极点 零点为：12121C R f Z π=，31331221)(21C R C R R f z ππ≅+= (4-9) 极点为：1fp 为原点，33221C R f p π=，21212321C C C C R f p +=π(4-10)频率1z f 与2z f 之间的增益可近似为：121R R AV =（4-11） 在频率2p f 与3p f 之间的增益可近似为：32313122)(R R R R R R R AV ≈++=（4-12）考虑达到抑制输出开关纹波的目的，增益交接频率取： 5sg f f = （4-13） 开环传递)s (0G 的极点频率为LCf p p π212,1≈,将)s (Gc 两个零点的频率设计为开环传递函数)s (0G 两个相近极点频率的21，则：2,12121p p z g z f f f == （4-14）将补偿网络)s (c G 两个极点设为s z p f f f ==22以减小输出的高频开关波纹。