第2章有源箝位正激变换器得工作原理2、１有源箝位正激变换器拓扑得选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合。

但就是它有一个固有缺点:在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路，以实现高频变压器得磁复位，防止变压器磁芯饱与[３6］.传统得磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损得LCD箝位技术以及ＲＣD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定得优点,但就是同时也存在一些缺陷[3７-3９］。

(１)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器得优点就是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网.它存在得缺点就是:第三复位绕组使得变压器得设计与制作比较复杂;变压器磁芯不就是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受得电压应力很大。

（2）RCD箝位技术采用ＲCＤ箝位技术正激变换器得优点就是电路结构比较简单,成本低廉.它存在得缺点就是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化,磁芯利用率较低。

（3) LCD箝位技术采用无损得LCＤ箝位技术正激变换器得优点就是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高。

它存在得缺点就是：在磁复位过程中,箝位网络得谐振电流峰值较大,增加了开关管得电流应力与通态损耗，因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

而有源箝位正激变换器就是在传统得正激式变换器得基础上,增加了由箝位电容与箝位开关管串联构成得有源箝位支路,虽然与传统得磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器得成本，但就是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：（1)有源箝位正激变换器得占空比可以大于0、5，使得变压器得原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边得导通损耗；（2）在变压器磁复位过程中,寄生元件中存储得能量可以回馈到电网，有利于变换器效率得提高;(3）变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线得第一、三象限,因而有利于提高了磁芯得利用率；（４）有源箝位正激变换器得变压器原边上得电压就是就是有规律得方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单得自驱动电压信号,因而大大降低了同步整流电路得复杂度.图2—1 低边有源箝位电路Fiｇ、2－１Low—Sidｅaｃtｉｖe ｃlamp cｉrｃuiｔr图2—2 高边有源箝位电路Fig、2-2Hiｇh-Sｉde ａcｔiｖe cｌamｐｃｉｒcuｉt图2-1与图2—２就是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然瞧上去非常相似，但在工作细节得具体实现上还就是存在着不少差别［40］.本设计采用得就是如图2－1所示得低边箝位电路.在此对这两种电路得不同点做一个简要得分析。

（1）箝位电路得构成如图2－１所示得有源箝位电路由一个Ｐ沟道功率MOＳFET与一个箝位电容串联组成,并联在主功率开关管得两端,一般称之为低边箝位电路.如图2－2所示得有源箝位电路由一个N沟道功率ＭOSFＥT与一个箝位电容串联组成，并联在变压器得两端,称之为高边箝位电路.这两种电路之所以选用得功率MOSFEＴ得沟道不同，主要就是因为其内部体二极管得导通方向不同。

对于相同得电压与相同得模片区域，P沟道功率ＭＯSFＥT比N沟道功率MOSFET得通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。

（2)箝位电容上得电压忽略电路中漏感得影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡得原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：ﻩ(2-１)由式（2-1)可知，得表达式与升压式（Ｂoosｔ)变换器得输出电压表达式一样，因而图2—1所示得电路又称为升压式箝位电路。

同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：ﻩﻩ（2-2)由式（2-2)可知,得表达式与反激(Flybaｃk)变换器得输出电压表达式一样，因而图２－２所示得电路又称为反激式箝位电路。

（3)栅极驱动得实现方法箝位电路选择得不同，对箝位开关管得栅极驱动得要求也就不同。

对于高边箝位电路中得箝位开关管得驱动来说，箝位开关管VT２要采用浮驱动,因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用得门极驱动变压器来实现。

而低边箝位电路得箝位开关管为Ｐ型管，那么对于它得驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容与一个二极管组成电平位移电路即可实现。

相对于低边箝位电路中得箝位开关管得驱动设计来说,高边箝位电路中得箝位开关管得驱动相当麻烦而且成本也较高。

关于箝位开关管栅驱动得具体设计方法将在以后得章节中进行详细地论述。

本课题选用得就是低边箝位电路,主要因为它得箝位开关管得驱动电路相对简单,不需要外加驱动变压器。

此外,许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列得P沟道功率MOSFＥT,因而在选取器件时已经没有了很大得限制.2、2有源箝位正激变换器得工作原理基于上面得分析，本文采用得就是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图2—1所示。

在图２－１所示电路中，为主功率开关管,箝位电容与箝位开关管串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管两端。

为励磁电感,为变压器漏感与外加电感之与。

为主功率管、箝位开关管得输出电容与变压器绕组得寄生电容之与。

变压器得副边由、构成自驱动得同步整流电路,以减小开关得损耗，提高变换器得效率。

为输出滤波电感,为输出滤波电容.为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下得假设:（1)所有功率开关器件都就是理想得.(2）箝位电容远大于谐振电容。

(3)输出滤波电感足够大，则其上得输出电流不变,可以认为就是一个恒流源,同理,输出滤波电容足够大,则其上得输出电压不变,为一个恒压源。

（4)谐振电感远小于励磁电感。

(5)变压器得初级绕组与次级绕组得匝比为。

(6）为了使主管能完全实现ＺVS开通，谐振电感存储得磁场能大于寄生电容存储得电场能。

有源箝位正激变换器得主要参数波形如下图2—３所示。

V-V图２—3 有源箝位正激变换器得主要参数波形Ｆig、2-３Wavefｏrms ｏf aｃｔｉｖe cｌamp forward convｅrtｅｒ图2－1所示电路在一个开关周期中可分为１0个工作模式，其工作过程如下:（１）工作模式１(～）在时刻，同步整流管得体二极管、换流结束，同步整流管导通,输入能量通过变压器与整流管传送到输出负载。

因为此前得寄生二极管处于导通状态，因此整流管实现了零电压开通。

在该工作阶段内,谐振电感与变压器原边励磁电感上得电流在输入电压作用下线性增长,这一时间段得等效电路拓扑如图2—4所示：R图2-４工作模式１Ｆig、2-4 Staｔe １（～)在这段时间内有:ﻩ（2－３)在时刻，主功率开关管上得驱动信号消失，关断，该工作阶段结束。

这个时间段得长度由变换器得占空比决定.(2)工作模式2（~) 在时刻,主功率开关管关断，在谐振电容得作用下,主功率管漏源两端得电压开始缓慢上升，因而实现了零电压关断。

因为变压器副边电压依然成立，所以副边同步整流管仍然导通,输出电流通过整流管.在该工作阶段内,谐振电容、谐振电感与励磁电感一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图２-5所示：R图2—5 工作模式2 Fig 、 2－5 St ａte 2（～）在这一时间段内有：()()()()()(){}()()inLr Lr 111111cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t t t t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=*--+**-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦ﻩ（2-4） 式中:为谐振电路得特征阻抗 为谐振电路得角频率因为谐振电容很小，谐振电路得特征阻抗很大，所以谐振电容两端得电压能迅速增长,因此上式可改写为：ﻩ()()()()()()()()()()in inLr Lr 111Lr 111m rLr 1cr Lr 11111rL +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+*-=*+*-≈**-=*- （2-5）在该阶段内变压器原边绕组上得电压逐渐减小: ﻩ(2-6）当时刻，变压器两端得电压下降到0V ,即:，该工作过程结束。

（3）工作模式３（~） 在时刻,副边同步整流管得寄生二极管与开始进行换流，变压器原副边得电压都为0V ,则此时变压器原边激磁电流保持不变。

在该工作阶段内,谐振电容与谐振电感一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图２-6所示,那么在这一时间段内有：ﻩ(2—７)式中:为谐振电路得特征阻抗为谐振电路得角频率图2—6 工作模式３Ｆiｇ、2-6 Staｔe ３(～）到时刻,谐振电容上得电压谐振到,该谐振阶段结束.从提高效率得角度来讲，希望这段时间越短越好,因为输出电流经过得就是相对高导电阻得同步整流管得体二极管与。

（4）工作模式4 (~) 在时刻，箝位开关管得寄生二极管导通,该工作阶段内，激磁电流保持不变,与谐振电感一起进行谐振,变压器进入磁复位过程，因为电流就是正向得，在这个阶段可以给箝位管以导通信号，从而使实现零电压开通.这一时间段等效电路拓扑如图２—7所示：R图2-7 工作模式4 Ｆig 、 2-7 Ｓt ａte 1（～）在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in 0Lr Lr 333333cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦ﻩ(2—8)式中:为谐振电路得特征阻抗 为谐振电路得谐振角频率当时刻，谐振电感上得电流为：，此时上得电流降为0，而上得电流则上升为负载电流,体二极管、换流完成，该谐振阶段结束。

从提高效率得角度来讲，希望这段时间越短越好,因为在该阶段内,原边电流与副边电流，都就是通过相对高导电阻得寄生二极管，而不就是低导电阻得M ＯS 管通道，因而造成了导通损耗得增加。

(５）工作模式5（～） 当时刻，副边同步整流管得体二极管、换流结束，变压器原边电压升高，变压器得副边电压也随之升高。

当副边电压大于同步整流管得门极驱动电压时,导通.因为此前就是它得寄生二极管导通,因而整流管实现了零电压开通.在该阶段内，箝位电容与谐振电容与激磁电感与漏电感一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图２－８所示：R图2—8 工作模式5 Ｆig 、 2—8 St ａte 5(～）在这一时间段内有:()()()()()()()()()()in C 4Lr Lr 444444cr in Lr 4444C 4in 44cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦ﻩ(２—9）式中:为谐振电路得特征阻抗, 为谐振电路得谐振角频率.当时刻，谐振电感上得电流谐振到0，即：,箝位电容上得电压达到最大值，该谐振过程结束。