第30卷　第2期2007年4月电子器件Chinese J ournal Of Elect ron DevicesVol.30　No.2Ap r.2007LDMOS Linear Microw ave Pow er Amplif ier Design 3H A N Hon g 2bo ,H A O Yue ,F EN G H ui ,L I De 2chang1.Research I nst.of Microelect ronics ,X i di an Univ.,X i ’an 710071,China;2.S chool of Technical Physics ,X i dian Univ.,X i ’an 710071,ChinaAbstract :LDMOS is widely applied for it s high linearity gain and efficiency.The inp ut and outp ut imped 2ance of MRF18030t ransistor are obtained by 22tone load 2p ull met hod.Matching networks ,which are changed into corresponding MOM EN TUM component s and used in schematic designing wit h well improve 2ment design accuracy ,are designed by t he conjugate match met hod basing on t he analysis of unconditionalstability.A new met hod of carrier complex power series (CCPS ),which accurately calculate t he nonlinear 2ity AM 2AM and AM 2PM synchronously ,has advantage over classical Taylor series in which only t he AM 2AM can be analyzed.In order to eliminate t he nonlinearity of PA ,according to t he expression of inverse CCPS (ICCPS ),a linearizer predistorter ,simple in configuration and easy to implement ,is designed and simulated by using t he nonlinearity of diode.The accurate exp ression of circuit model is deduced and p re 2cise value of amplit ude and angle are obtained.ADS simulation result s show t hat IMD3is improved by 27dB.Finally ,LDMOS microwave power amplifier of high power high efficiency and well linearity is suc 2cessf ully designed.K ey w ords :LDMOS ;ADS ;power amplifier ;load 2p ull met hod ;conjugate match EEACC :1350H;1220LDMOS 线性微波功率放大器设计3韩红波,郝　跃,冯　辉,李德昌1.西安电子科技大学微电子研究所,西安710071;2.西安电子科技大学技术物理学院,西安710071收稿日期:2006207214基金项目:国防预研和陕西省发展基金项目资助(Y20050608)作者简介:韩红波(19812)男,硕士研究生,研究方向为LDMOS 微波功率放大器研究,hhbanl @ ;郝　跃(19582)男,教授,博士生导师,主要研究方向为超深亚微米VL SI 可靠性理论与设计方法、新型宽禁带半导体器件与关键技术,以及系统集成设计与设计方法学等;冯　辉(19612)男,研究员,主要从事微波功率放大器和微电子器件方面的研究.摘　要:LDMOS 以其大功率、高线性度和高效率等优点得到广泛的应用.采用22tone 负载牵引法得到了LDMOS 晶体管MRF 18030的输入和输出阻抗.在对晶体管绝对稳定性分析的基础上,运用共轭匹配法设计出匹配网络,并将匹配网络转化为MOM EN TUM 元件运用在电路设计中,大大提高了设计的准确性.采用载波复幂级数法对PA 的AM 2AM 和AM 2PM 非线性特性进行了准确计算,弥补了传统泰勒级数只能分析AM 2AM 的不足.得到了用来消除PA 非线性的反载波复幂级数.根据所得反载波复幂级数,利用二极管非线性特性设计出一种新的结构简单、易于实现的预失真器,给出其准确的电路模型表达式,得到了幅值、角度等参数的精确值.ADS 仿真结果表明,IMD3改善了27dB.最终,成功设计出大功率、高效率、高线性的LDMOS 微波功率放大器.关键词:LDMOS ;ADS ;功率放大器;负载牵引法;共轭匹配中图分类号:TN 43;TN 722.16 文献标识码:A 文章编号:100529490(2007)022******* 随着3G无线通信和军事领域新标准新技术的迅速发展,对于作为微波通信系统、雷达、电子对抗、宽带频率调制发射机、数字电视发射机等系统核心部件的功率放大器来说,它不仅仅是将信号放大到足够的功率电平,以实现信号的发射、远距离传输和可靠接收,而且对带宽、输出功率、线性度、效率和可靠性方面都提出了更高的要求.功率放大器的好坏成为了制约系统发展的瓶颈.因此对于微波功率放大器的研究和设计有着重要的意义.为了迎接这些挑战,近50年来人们不断从微波器件和微波技术方面推动微波功率放大器的飞快发展.日前,飞思卡尔采用HV7射频LDMOS技术推出的3.5GHz波段的WiMAX基站RF LDMOS功率晶体管,宣告LDMOS在射频应用方面占据了主要的地位.LDMOS(Lateral Double diff usion MOS)采用双扩散技术,在同一窗口相继进行硼磷两次扩散,由两次杂质扩散横向结深之差可精确地决定沟道长度.沟道长度L可以做得很小,且又不受光刻精度的限制.由于LDMOS的短沟效应,故跨导、漏极电流、最高工作频率和速度都比一般MOSFET有了很大的提高;在射频应用方面,LDMOS有着更好的线性度、较大的线性增益、高的效率和较低的交叉调制失真[1].同时,LDMOS是基于成熟的硅工艺器件,比起其它的微波晶体管成本可以降低好几倍,正是由于LDMOS有着这么多优异性能,使得LD2 MOS特别适合在新一代移动通信系统基站中作为功率放大管[2].1　功率放大器(PA)分析与设计1.1　设计指标本文以实际项目需要的微波功率放大器为实例,集中讨论了PA分析和设计的过程.该放大器采用MRF18030晶体管来设计,设计的指标为:①工作频率为1.60～1.63GHz;②1dB压缩点输出功率为30W;③功率增益12dB以上;④PA E大于30%,IMD3(三阶互调失真)小于-30dBc.1.2　负载牵引法由于厂家提供的MRF18030LDMOS对应于频率范围为1710～2110M Hz的参数不能用来作为本次设计时的最佳源阻抗和负载阻抗.所以本文采用负载牵引法来得到其在1.6GHz的源阻抗和负载阻抗值.为了使功率固态器件在最佳状态下工作,并充分发挥其潜力,对其负载牵引特性进行测量是必需的.通过测量可获得具有重要参考价值的功率等值线阻抗圆图,从而为大功率微波电路的设计提供参考.国内外对这一方面的研究工作很多[3].负载牵引法,原理就是放大器在大信号电平激励下,通过连续变换负载测试输出功率,然后在SM IT H 阻抗圆图上画出等功率和等增益曲线.这样就可以选择适当的输出阻抗准确地设计功率放大器,达到所需的增益和输出功率.同时,为了考虑到线性度,我们采用了双音频负载牵引,这样就可以兼顾功率、效率和线性.本文中用Agilent ADS软件来完成MRF18030在1.6GHz的源阻抗Z S和负载阻抗Z L的测试.图1为综合考虑输出功率、效率和线性的最佳负载阻抗值Z L =2.98-j9.27.同理可得Z S=1.991-j8.435.下面我们就可以用得到的Z S和Z L来进行匹配网络设计.图1　最佳负载阻抗1.3　稳定性设计在确定了最佳输入输出阻抗后,进行匹配之前,我们要对功率放大器进行稳定性分析和设计.放大器的稳定性是放大器设计中需要考虑的非常重要的因素,它取决于晶体管的S参数和置端条件.功率放大器的稳定性根据稳定因子来判定,公式如下:K=1-|S11|2-|S22|2+|△|22×|S12×S21|>1和1+|S11|2-|S22|2-|△|2>0(图2中的B1)或者满足下列公式[4]:[mu-source]={1-S112}/{|S22-[conj](S11)×[Delta]|+|S123S21|}>1[mu-source]={1-S222}/{|S11-[conj](S22)×[Delta]|+|S213S12|}>1功率放大器是绝对稳定的.如果不稳定就可能发生振荡,则需要采用在输入或者输出端串联或并联或负反馈的方法使晶体管稳定.本次设计中,功率放大器MRF18030的稳定性曲线如图2所示,可见在设计频率范围内是绝对稳定的.1.4　匹配网络设计为了向负载传送最大功率或者使微波电路系统或使传输系统处于或者接近行波状态,需要用匹配544第2期韩红波,郝　跃等:LDMOS线性微波功率放大器设计设计要求:稳定系数>1,稳定因子>0图2　稳定性曲线网络.匹配网络对于放大器的驻波比、功率增益、输出功率等性能指标都有着决定性的制约.在ГS=Г3IN=(S11+S12S21ГL1-S11ГL)和ГL=Г3OU T=(S22+S12S21ГS1-S11ГS)共轭匹配的条件下,得到最大传输功率.因此把Z IN=Z s3=1.991+j8.435和Z OU T=Z L3= 2.98+j9.27作为功率晶体管的最佳输入输出阻抗值来进行输入输出匹配拓扑设计.其中,微带线的衬底材料选用的是RO GERS公司生产的RO4350B 具体的参数如下:其衬底厚度为h=0.76mm,相对介电常数εr为3.48.1.5　偏置电路的设计为确保功率放大器的工作状态,必须设计相应的偏置电路,从而把直流或控制电压通过偏置电路加在晶体管各电极上.偏置电路的设置不同,将影响功率放大器的最佳匹配负载,效率等参数.在高频段偏置电路对功率放大器的匹配网络的影响较大,应作为匹配电路的一部分来考虑.设计时必须使其对射频主电路的微波特性影响尽可能小,即不应引入大的附加损耗、反射以及高频能量沿偏压电路的漏泄等.2　预失真线性化电路设计2.1　PA非线性分析微波PA的非线性主要来源于两个物理现象,即PA振幅调制-振幅调制(AM2AM)和振幅调制-相位调制(AM2PM)转换特性.当PA的输入功率超过一定的值后,PA的功率增益开始下降,这种输出功率压缩的现象就是AM2 AM变换所造成的,它主要影响PA的交调指标;同样,随着PA的输入功率的增加,PA的相位从开始的恒定值变成一个随输入功率变化的值,这就是AM2 PM转换的结果.它主要影响PA的频谱再生指标邻道功率泄漏比(ACPR,Adjacent Channel Leakage Power Rate).因而对于CDMA/WCDMA和OFDM 调制信号进行功率放大,主要是为了消除这种物理效应.对于多载波PA,这两个效应都是要考虑的.对PA的非线性分析有很多的数学模型,常用的有幂级数法、Volterra级数法和谐波分析法等等[5].从上面对PA两个非线性现象的分析可知, PA的非线性不但要考虑AM2AM转换还要考虑AM2PM转换.为了同时考虑两种效应,本文采用了一种新的分析法-载波复幂级数法.传统的幂级数法只能表示AM2AM失真现象.所以我们把输出电压信号的幅值和相位表示为如式(1)中的输入信号和复系数的话,就可以同时表示AM2AM和AM2PM失真现象.我们将式(1)这个级数称为PA的载波复幂级数(CCPS).V OS=f1V is+f3V3is+f5V in+ (1)其中,f i=M i e jθi是线性复增益,V is=A i e jθi是PA所加的输入电压信号的矢量表示形式.由于只有奇次项非线性将在所需的频带内产生失真,而偶次项非线性很容易被滤掉,所以式(1)中只有奇次项.在较弱的非线性条件下,输出电压信号可以表示为前两项之和,当输入电压信号的相位θi被校准到0,则V OS≈f1V is+f3V is3(2)如果PA工作在线性区,那么我们可以得到一个线性复增益系数如式(4)V OS≈f1V is=f1A i(3)f1=V osV is=V osA i(4)当输出功率达到1dB压缩点(P1dB)附近时,假定输入功率是V is-1dB=A1dB.理想线性复输出信号可以被定义为V os=f1V is-1dB.因此,理想的输出信号V os和实际的输出电压信号V os-1dB之间的关系式为Q=V os-1dBV os=A01dB e jθ01dBf1A1dB=A01dBM1A1dBe j(θ01dB-θf1)=-1[1dB]e j(θ01dB-θf1)=0.891e j(θ01dB-θf1)(5)其中,V os-1dB=A01dB e jθ01dB.接下来,我们可以用已经定义的复常数Q,来同时表示在P1dB点的幅值和相位失真.由式(2)可得V os-1dB=f1A1dB+f3A31dB=Qf1A1dB(6)f1+f3A21dB=Qf1(7)可以提取出三阶复系数表达式为:f3=f1(Q-1)A21dB(8)图3描述了预失真线性化电路原理的结构和预失真线性化机理的信号框图.如果PA的输入电压644电　子　器　件第30卷信号是预失真信号,并且其非线性特性可以用反载波复幂级数来表示为V is =g 1A in +g 3A 3in ,那么整个系统的传递函数可以表示如下:V os =f 1g 1A in +(f 1g 3+f 3g 31)A 3in +3f 3g 21g 3A 5in+3f 3g 1g 23A 7in +f 3g 23A 7in +f 3g 33A 9in (9)如果失真的PA 具有线性复增益,即A 3in 项趋于0,所以式(9)的第二项应该等于0.等式(10)表示预失真器的反载波复幂级数的第二项.g 3=-f 3f 1g 31=-f 3f 1e j 3θg1(10)V is =V in -(f 3f 1)V 3in e j 3θg 1(11)从以上的等式中,我们可以发现:一个预失真线性化电路的反载波复幂级数取决于PA的载波复幂级数.因为g 3反比于f 3/f 1,预失真发生器就是预校准信号发生器.图3　预失线性化原理图2.2　预失真线性化设计与实现针对上面的分析,我们知道,如果能预先使放大器的输入信号在幅度和相位方面产生预定的反失真去抵消PA 的非线性失真,这就可以达到线性化的目的.显然,预失真发生器的设计是关键.本文利用了二极管的非线性特性来实现此功能.可以根据二极管的I 2V 特性将其等效为一个变阻抗和结电容的并联形式.利用肖特基二极管的非线性特性,构建一种反向并联二极管预失真器如图4,图中两个二极管工作在非线性区,用来产生奇次谐波分量,经180o 正交电桥的隔离端4输出.电阻用来消除二极管对反射输出信号中残留的线性分量.电容用来补偿二极管对的电抗.正交电桥起到了使输入输出达到良好的匹配.对于理想的3dB 电桥,输入信号等分、正交地传送到耦合端和直接输出端,隔离端没有输出.设正交桥的端口1输入为:V ins (t )=Aejωt (12)图4中的3dB 混和正交180o 电桥的S 参数为:S 180o 电桥=-j 2　0 1 -1 01　0　0　1-1　0　0　10　1　1　0(13)则直接输出端口3的输出即相对于反向并联的两个二极管系统输入为:V di (t )=V ins (t )S 13=j2V ins (t )(14)在端口2的输出为:V 2(t )=V ins (t )S 12=-v di (t )(15)由欧拉公式可得:j =cos π2+j sin π2=e jπ2(16)则可以得到V di (t )=j 2V ins (t )=12e j ωt ・e jπ2=12Ae j ω(t+90o ω)=V ins ((t +90oω)2(17)我们知道二极管的特性方程为:I =I s (e (V A -IR s )-1)(18)式中I s 是反向饱和电流,主要受温度的影响,在一定温度下可视为常数;V A 为二极管外加电压,这里V A =V di (t ),在小的偏置电流下可忽略式(18)中的附加项I R s (R s 等效串联电阻).则二极管对的输入电流:i (t )=I s [eV A-e-V A](19)将(19)式泰勒展开:i (t )=I s [∑∞i =0V nAn !-∑∞i =0(-V A )nn !]=2I s [V A+V 3A 3!+V 5A 5!+…](20)因为三阶分量是PA 线性影响的主要因素,为了分析方便,我们取式(20)的前2项来进行分析.这时二极管对可以看作为单端口网络,其导纳为:Y d (t )=i (t )V di (t )≈Y 0+aV 2A ≈Y 0+aV 2di (t )(21)式(21)中,Y 0=2I s ,a =2I s3!.这时端口3的反射系数可以表示为:Г3=f (V 2di (t ))=Y 0-Y d (t )Y 0+Y d (t )(22)同理2端口的反射系数:Г2=g (R ,C)=Y 0-Y LY 0+Y L=(G 0-1/R )-j ωC (G 0+1/R )+j ωC (23)根据式(13)得到4端口的反射输出为:V H ,out =Г3V di (t )S 34-Г2V di (t )S 24=-(Y 1Y di (t )-j ωC Y 0)(Y 0+Y di (t ))Y 1+j ωC (Y 0+Y di (t ))V di (t )(24)当R =R 0,C =C 0mV 3dt (t )Y 0=150,Y 1=150-1R744第2期韩红波,郝　跃等:LDMOS 线性微波功率放大器设计式(24)中第二项的负号是电桥端口反射特性决定的,m 为常数.当我们将图4中的预失真发生器看作是单端口网络时,则一端口的S 41定义为:S 41=V H ,out V ins (t )=-2(Y 1Y di (t )-j ωCY 0)(Y 0+Y di (t ))Y 1+j ωC (Y 0+Y di (t ))×V di (t )V ins (t )=-2(Y 1Y di (t )-j ωCY 0)(Y 0+Y di (t ))Y 1+j ωC (Y 0+Y di (t ))×j 2(25)由式(25)得到S 41的幅值和相位关系表达式:[Mag ][S 41]=2[(Y 1Y di (t ))2+CY 20][(Y 0+Y di (t ))Y]2+j ωC (Y 0+Y di (t ))]2(26)[Ang ][S 41]=π2+tan -1-CY 0Y 1Y di (t )-tan-1C (Y 0+Y di (t ))(Y 0+Y di (t ))Y (27)从式(26)、(27)我们可以发现预失真发生器的AM 2AM 和AM 2PM 可以通过控制R 和C 的值来调节.当我们调节R =R 0和C =C 0时,正交电桥的隔离端输出就是我们期望的失真信号.将4端口输出的信号通过复增益调节器来调节失真信号的幅度和相位,使其与主功放产生的三阶交调分量在幅度上相等,而相位相反,以便最大限度的对消三阶交调分量.图4　预失真发生器3　试验仿真结果根据PA 的原理图,用ADS 中的仿真工具MO 2MEN TUM (矩量法)得到了对应电路的版图元件,用版图元件代替理想的电路微带线匹配网络,如图5.图5　使用MOM EN TUM 元件电路图用ADS 进行仿真的结果如图6、7所示图6(a )为在栅压为3.8V 和漏压为26V 偏置条件下,采用理想元件,中心频率1600M Hz ,输入功率扫描范围为20～35dBm 下的输出功率、功率增益、PAE 和三阶互调失真曲线.从图可知,输入功率为30dBm 时,P out 为45.3dBm ,对应的增益约为15.3dB ,PAE 为47.3%,IMD3为-22.2dBc.图6(b )为同样的偏置条件下,采用MOM EN 2TUM 元件下,得到更加准确的结果.可以看出,在同样的情况下,输入功率为30dBm 时,P out 为45.5dBm ,对应的增益约为15.5dB ,PA E 为43.1%,(a )　理想元件(b )　版图元件图6　PA 功率扫描曲线图IMD3为-22.3dBc.比较两图可以发现结果非常吻合,证明了设计的准确性.图7为加入预失真后的结果,由于耦合器引入的3dB 插损,所以得到的增益比未加入预失真时下降了3dB ,对于PA 下降的增益可以通过驱动级来得到补偿,最主要的是IMD3变为-50dBc ,与未加预失真时的-22dBc 如图6(a )、(b ),相比改善了27dBc.844电　子　器　件第30卷图7　加入预失真后的结果(版图元件)4　结论本文利用了LDMOS器件高线性度、较大的线性增益和高效率的特点,采用了22tone负载牵引,得到了在绝对稳定情况下输入和输出阻抗,进行共轭匹配.并且得到了对应理想原理图的MOMEN TUM元件.将两种情况下的结果比较,证明设计过程是准确的.对PA的非线性进行了详细的理论分析,采用了预失真技术使得PA的IMD3改善了27dB.参考文献:[1]　Mark P,Gajadharsing John R,and Burghartz Joachim N.The2ory and Design of an 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