第21卷 第3期 2006年9月 西 南 科 技 大 学 学 报 Journal of South west University of Science and Technol ogy Vol .21No .3 Sep t .2006 收稿日期:2006-01-06 作者简介:曹 文(1974-),男,硕士,讲师,主要从事嵌入式系统与测控技术的研究与开发。
E -mail:venvenc@ 。
一种超声回波信号的数字正交检波方法及FPG A 实现曹 文 刘春梅 胡 莉(西南科技大学信息工程学院 四川绵阳 621010)摘要:数字正交检波技术能够较好地提取信号的幅度和相位参数,保留信号包络中的所有信息。
提出了将现场可编程门阵列(FPG A )运用在超声系统的波束形成器中实现超声回波信号的数字正交检波方法,并给出了主要模块在FPG A 内的具体实现和系统仿真结果。
仿真和实际运用证明,该检波方法能够明显提高超声图像的空间分辨率和对比度。
关键词:数字正交检波 现场可编程门阵列(FPG A ) 低通滤波器(LPF )中图分类号:TP368.1 文献标识码:A 文章编号:1671-8755(2006)03-0056-05D esi gn of D i g it a l I/Q D em odul a ti on System i nEchoed Ultra son i c W aves Ba sed on FPGACAO W en,L I U Chun 2mei,HU L i(School of Infor m a tion Eng ineering,S outhw est U niversity of Science and Technology,M ianyang 621010,S ichuan,China )Abstract:D igital I/Q de modulati on p icks up the a mp litude and phase of signal and re mains all the infor 2mati on intact under the signal envel ope .For this reas on,Field Pr ogra mmable Gate A rray (FPG A )is ap 2p lied in the wave bea m f or mer of the ultras onic syste m t o i m p le ment digital I/Q de modulati on of echoed ultras onic waves .Detailed i m p le mentati on and si m ulati on results were given of the main modules of FP 2G A.And the results show that this demodulating method i m p r oves the s patial res oluti on and contrast of the ultr os onic i m age .Key words:D igital I/Q de modulati on;FPG A (Field Pr ogra mmable Gate A rray );LPF (Low Pass Fil 2ter ).B 型超声成像系统通常需将探头回波信号的幅度提取出来,以便映射成相应的灰度供成像显示用。
因此如何有效获得回波的幅度信息显得至关重要。
如果采用回波信号(实信号)的包络检波输出,则会造成回波包络信号的相位信息及回波信号中的频谱信息丢失;而正交检波技术可以实现信号幅度和相位信息的提取,同时还保留了信号复包络中的所有信息,从而能够获得更为丰富的图像信息[1]。
随着高速器件制造技术的提高和数字信号处理技术的发展,使得直接对低、中频信号进行采样处理(即数字正交包络检波技术)逐步代替传统的模拟正交解调成为可能,而且这项技术已经在雷达、声纳、移动通信等领域中得到了广泛应用。
但是,将数字正交包络检波技术应用于超声成像在国内还比较少见,这里介绍了一种超声回波信号的数字解调方法,该方法已经通过FPG A 得以实现。
1 模拟正交检波及其缺陷模拟正交检波原理如图1所示。
在中频(I F )段利用模拟正交检波方法获得信号的同相分量(I n -phase Components )和正交分量(Quad 2rature Components ),两路信号经低通滤波后再进行A /D 变换即可获得信号的数字表示。
这种方法由于两路乘法器和低通滤波器本身的一致性不好,很难保证正交两路具有精确的幅度一致性和相位正交性,从而引入了不希望有的镜频分量,致使I 、Q 通道间幅度不平衡,最大可达0.5dB ,相位正交误差达2～3度,而且零漂很大,稳定性也不太理想。
2 数字正交检波参考文献[2-3],笔者设计了一种超声回波信号的数字解调方法。
超声探头是由多个短栅状压电晶片排列成直线组成线阵(阵元),由电子开关按照阵元的一定排列顺序(称为子阵)发射、接收声波供显示,在我们的设计中采用的是128阵元的超声探头。
假设第k 个超声阵元接收到的回波信号为:f k (t )=A (t )cos {ωo t +φ(t )}(1) 其中A (t )、ωo 和φ(t )分别为回波信号幅度、载频频率和相位,均由A /D 采样后得到:f k (nT s )=A (nT s )cos [ωo nT s +φ(nT s )]=A I (nT s )co s (ωo nT s )-A Q (nT s )sin (ωo nT s )(2) 其中,A I (nT s )=A (nT s )cosφ(nT s ),A Q (nT s )=A (nT s )sin φ(nT s ),T s =1/f s 是采样间隔,f s 为采样频率,A I (nT s )表示同相分量,A Q (nT s )表示正交分量,对f k (nT s )进行正交数字包络检波,如图2所示。
图2中co s ωr nT s 和sin ωr nT s 分别是I 、Q 通道的本振信号,取ωr =ωo 。
在工程应用中,采样频率必须满足奈氏采样定理。
如果取采样频率为载波频率的4倍时,可以发现I 、Q 通道本振信号的取值仅为1、0、-1三种,75 第3期 曹 文,等:一种超声回波信号的数字正交检波方法及FPG A 实现 这时混频不需要做复杂的三角函数乘法运算,可以大幅简化硬件结构。
I信号经低通滤波后,得到:I k=LPF(f k(nT s)×2cosωr nT s)=A I(nT s)cos(ωo-ωr)nT s-A Q(nT s)sin(ωo-ωr)nT s(3)同理可得:Q k=A I(nT s)sin(ωo-ωr)nT s+A Q(nT s)cos(ωo-ωr)nT s(4)则有:(I2k +Q2k)12=(A k(nT s)2+A Q(nT s)2)12=A(nT s)(5) 值得注意的是,在上述数学推导过程中,并不要求本振信号频率与载频频率完全一致,这一点对硬件实现非常有利。
另外,由于人体软组织对超声信号的衰减与频率大致成线性关系,故超声回波信号中高频分量比低频分量衰减得更多,致使回波信号的频谱中心频率随着超声脉冲在向深度传播时出现下移,即载频中心频率是变化的,从而克服了载波中心频率下移时产生的误差。
由于这里采用的是数字低通滤波器,滤波器系数可以设置成完全一致;两路信号在经低通滤波器时非理想滤波所引起的失真是一致的,对I、Q两路信号的幅度一致性和相位正交性不会产生影响,从而具有很好的负频谱对消功能,得到很高的精度。
3 正交检波的FPG A实现3.1 F I F O缓存的实现F I F O在系统中主要用来缓存计算的中间结果,作为一种基于RAM的器件,它需要有大量的存储空间,也就会用掉大量的寄存器。
当直接用数组的形式来描述F I F O结构时,综合后的结构都会非常庞大,资源利用率很低。
X I L I N X目前推出的新型现场可编程门阵列(FPG A)器件一般都提供了片内的RAM供直接使用,而不必使用寄存器来构成存储空间。
特别地,我们可以直接配置FPG A内部的BLOCKRAM资源实现F I F O缓存,以充分利用芯片的内部资源。
3.2 符号调整的实现如果取采样频率为载波频率的4倍时,可以发现I、Q通道本振信号的取值仅为1、0、-1三种,那么输入信号只有与1和-1相乘两种有用结果,对1和-1进行选择需要进行符号调整,符号调整通过4-1选择器和补码生成器实现。
具体方法为:设计一个和F I F O读时钟同步的二进制计数器,用计数器的计数结果作为符号调整的选择输入控制端,我们以I信号为例给出主程序(用VHDL语言编写): Pr ocess(clk,count) Begin I f clk’event and clk=‘1’then Case count is when“00”=>data_i_d m<=‘0’&data_fif o_out; when“01”=>data_i_d m<=“000000000”; when“10”=>data_i_d m<=(‘1’&data_fif o_out xor“111111111”)+1; when“11”=>data_i_d m<=“000000000”; end case; end if; end p r ocess;3.3 滤波器的设计与实现滤波器是本系统设计的重点和难点。
首先利用Matlab的滤波器工具箱设计所需的滤波器,考虑到资源消耗和滤波的效果,这里采用窗函数法设计了一个25阶的F I R低通滤波器,其幅频响应如图3所示。
85 西 南 科 技 大 学 学 报 2006 Matlab 生成的滤波器系数均为小数,如果直接使用实数类型来表示滤波器系数,势必会造成硬件资源消耗过大,因此需要将系数进行量化处理,将系数由小数转换为整数。
具体的设计可根据量化精度和系统资源消耗两方面进行考虑,一般是先将系数同时扩大N 倍后作为滤波器的系数,然后在滤波器的最终输出端相应地缩小N 倍即可。
这里取N =214=16384,此时滤波器系数的量化误差为0.6×10-4,此时只要舍弃滤波器输出的低14位数据即可作为滤波器的最终输出信号。
另外,根据F I R 滤波器系数对称的特性,改变滤波器的结构,可以使乘法器的个数减半。