第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。

但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。

传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。

这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。

它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。

(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网， 有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同 步整流电路的复杂度图2-2高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常^C oOs3^rD3 F VT4D4，oos4CoRIfl VT3图2-1低边有源箝位电路 Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitVin VT2N1:N2■■'Lo'VT1 D1相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。

本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。

在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。

(1)箝位电路的构成如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。

如图2-2所示的有源箝位电路由一个N沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。

这两种电路之所以选用的功率MOSFET的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。

对于相同的电压和相同的模片区域，P沟道功率MOSFET比N沟道功率MOSFET的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。

(2)箝位电容上的电压忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：V in(2-1)1 D由式(2-1)可知，V c的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路。

同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：V c 黑(2-2)1 D由式(2-2)可知，V c的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。

(3)栅极驱动的实现方法箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同。

对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管VT2要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现。

而低边箝位电路的箝位开关管为P型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。

相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成本也较高。

关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。

本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。

此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P沟道功率MOSFET,因而在选取器件时已经没有了很大的限制。

2.2有源箝位正激变换器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图2-1所示。

在图2-1所示电路中，VT为主功率开关管，箝位电容C c和箝位开关管VT?串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管VT两端。

L m为励磁电感，L r为变压器漏感和外加电感之和。

C r为主功率管V「、箝位开关管VT2的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。

变压器的副边由VT3、VT4构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。

L。

为输出滤波电感，C o为输出滤波电容。

为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的。

⑵箝位电容C c远大于谐振电容C r。

(3)输出滤波电感L o足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个恒流源，同理，输出滤波电容C o足够大，则其上的输出电压不变，为一个恒压源。

(4)谐振电感L r远小于励磁电感L m。

(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为n=N!:N2。

(6)为了使主管能完全实现ZVS开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示图2-3有源箝位正激变换器的主要参数波形Fig. 2-3 Waveforms of a ctive c lamp forward converter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个工作模式，其工作过程 如下： ⑴工作模式1(t o ~t !)在t t o 时刻，同步整流管的体二极管D 3、D 4换 流结束，同步整流管VT 3导通，输入能量通过变压器和整流管 VT 3传送到输 出负载。

因为此前VT 3的寄生二极管D 3处于导通状态，因此整流管VT 3实现 了零电压开通。

在该工作阶段内，谐振电感 L r 和变压器原边励磁电感L m 上 的电流在输入电压V in 作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4 所示：在这段时间内有:在t t 1时刻， 阶段结束。

这个时间段的长度由变换器的占空比决定。

(2)工作模式2(t 1~t 2)在t t 1时刻，主功率开关管VT 1关断，在谐振电 容C r 的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升， 因而VT 1实现了零 电压关断。

因为变压器副边电压 V m /n V gsth依然成立，所以副边同步整流i L tmi L t 0V in L m +L rt t 。

i L rtI oI on i L t i L mt 0% L m +L rt 0I o n(2-3)VT 1关断，该工作主功率开关管VT 1上的驱动信号消失, Fig. 2-4 State 1(t o ~t i )在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小:管VT 3仍然导通，输出电流通过整流管VT 3。

在该工作阶段内，谐振电容C r 、 谐振电感L r 和励磁电感L m 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如 图2-5所示：D2图2-5工作模式2 Fig. 2-5 State 2(t 1 ~t 2 )在这一时间段内有:式中:两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为:iLr ti Lr t 1V int t1 L l1Z 1V inI Lr 【1. , L L 1L m +L ri Lr L 1U cr ti Lr t 1Z 1 1t t l t t 1C r(2-5)i |_r ti Lr bCOS 1 t t 1 血sin 乙1t t 1(2-4)u cr tV in1cos 1 t t 1i Lr t 1乙 sin 1 t t 1L m +L ；C r为谐振电路的特征阻抗 1.L m+L r *6为谐振电路的角频率因为谐振电容G 很小，谐振电路的特征阻抗 乙很大，所以谐振电容C rVT1T3到t t 3时刻，谐振电容C r 上的电压谐振到U cr U c t 。

，该谐振阶段结V m t V in V cr t % 当t t 2时刻，变压器两端的电压下降到 工作过程结束。

i Lr t 2C r t t 20V ，即：V m 0，U cr V in ，该 (2-6) (3)工作模式3(t 2~t 3)在t t 2时刻，副边同步整流管的寄生二极管 D 3 和D 4开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V ，则此时变压器原边激磁 电流i Lm i Lm t 2保持不变。

在该工作阶段内，谐振电容 C r 和谐振电感L r 一 起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图 2-6所示，那么在这一时间段内有： i Lr t i Lr t 2 cos 2 t t 2 U cr tV ini Lr t ?Z ? Sin 2 t(2-7)式中: 、C r 为谐振电路的特征阻抗 1- 为谐振电路的角频率■ Lr *C rRFig. 2-6 State 3住2“3)束。

t 4时刻，谐振电感上的电流为：Lr i Lm从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的 是相对高导电阻的同步整流管的体二极管 D 3和D 4。

(4)工作模式4 (t 3~t 4)在t t 3时刻，箝位开关管VT 2的寄生二极管D 2 导通，该工作阶段内，激磁电流i Lm i Lm t 2保持不变，C c +C r 和谐振电感 L r 一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流i Lr 是正向的，在这个阶段可以给箝位管VT 2以导通信号，从而使VT 2实现零电压开通。

这一时间 段等效电路拓扑如图2-7所示：在这一时间段内有:式中:Lr为谐振电路的特征阻抗 C c +C r1 -为谐振电路的谐振角频率L r* Cc+C r当t为0,而D 4上的电流则上升为负载电流，体二极管i Lr t i Lr t 3COS 3t t 3U cr tV in i Lr t 3Z 3 sinV inV Ct 0Z 3t t 3V C t 0V insin 3t t 3COS 3 t t 3(2-8)t 3，此时D 3上的电流降D 3、D 4换流完成，该谐RFig. 2-7 State 1(t 3~t 4)振阶段结束从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段内，原边电流和副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS管通道，因而造成了导通损耗的增加。