第二章测控通道2.1模拟输入通道2.1.1模拟输入通道的基本类型与组成结构一、模拟输入通道的基本组成一般说来，模拟输入通道应由传感器、信号调理电路、数据采集电路三部分组成，如图2-1-1所示。

图2-1-1模拟输入通道的基本组成传感器――将被测非电量转换成模拟电信号调理电路――对模拟信号进行放大、滤波等调理采集电路――把模拟信号转换成数字信号。

二、多路模拟输入通道的基本类型和结构按照系统中数据采集电路是各路共用一个还是每路各用一个，多路（N路）模拟输入通道可分为集中采集式(简称集中式)和分散采集式(简称分布式)两大类型。

(a)多路分时采集分时输入结构(b)多路同步采集分时输入结构图2-1-2集中采集式模拟输入通道典型结构2、分散采集式(分布式)图2-1-3分散采集式模拟输入通道结构2..1.2传感器的选用要正确选用传感器，首先要明确所设计的测试系统需要什么样的传感器；其次是要了解现有传感器厂家有哪些可供选择的传感器，把同类产品的指标和价格进行对比，从中挑选合乎要求的性能价格比最高的传感器。

一、对传感器的主要技术要求1、具有将被测量转换为后续电路可用电量的功能，转换范围与被测量实际变化范围(变化幅度范围、变化频率范围)相一致。

2、转换精度符合根据整个测试系统总精度要求分配给传感器的精度指标，(一般应优于系统精度的十倍左右)，转换速度符合整机要求。

3、能满足被测介质和使用环境的特殊要求，如耐高温、耐高压、防腐、抗振、防爆、抗电磁干扰、体积小、重量轻、不耗电或耗电少等等。

4、能满足用户对可靠性和可维护性的要求二、可优先选用的传感器类型1、大信号输出传感器――可省去小信号放大环节图2-1-4大信号输出传感器的使用2、 数字式传感器――便于远距离传送图2-1-5频率量及开关量输出传感器的使用3、 集成传感器――简化结构、减小体积4、光纤传感器――在较大型的系统中使用较多2.1.3信号调理电路的参数设计和选择图2-1-6典型调理电路的组成框图一、前置放大器 1、电路的噪声输出噪声――电路在没有信号输入时，输出端输出一定幅度的波动电压。

输入噪声――把电路输出端测得的噪声有效值V ON 折算到该电路的输入端即除以该电路的增益K ，得到的电平值称为该电路的等效输入噪声IN V 。

KV V ONIN =(2-1-1) 2、前置放大器的作用如果加在某电路输入端的信号幅度IS V 小到比该电路的等效输入噪声还要低，那么这个信号就会被电路的噪声所“淹没”。

为了不使小信号被电路噪声所淹没，就必须在该电路前面加一级放大器―-“前置放大器”，如图2-1-7所示。

图2-1-7前置放大器的作用 加入前置放大器后电路总输出噪声为2200')()(K V K K V V IN IN ON += (2-1-2)总输出噪声折算到前置放大器输入端，即总的等效输入噪声为2020'')(K V V K K V V IN IN ON IN+== (2-1-3) 为使IN INV V <'，须满足以下条件20011K V V IN IN -< (2-1-4)3、前置放大器参数的选择：（1）选用低噪声运放——必须保证放大器本身的等效输入噪声比其后级电路的等效输入噪声低，即满足(2-1-4)式。

（2）放大器增益――在保证不使A/D 转换器发生溢出的前提下，前置放大器增益越大越好。

由(2-1-3)式看见，K 0越大，等效输入噪声越低。

【例2－1】前置放大器为什么要放在RC 有源滤波器的前面？解：RC 滤波器产生的电路噪声比较大。

如果把放大器放在滤波器后面，滤波器的噪声将 会被放大器放大，使电路输出信噪比降低。

我们可以用图2-1-8(a)、(b)两种情况进行对比来说明这一点。

图2-1-8两种调理电路的对比图2-1-8(a)所示调理电路的等效输入噪声为：2122120)()()(KV V K V K V V IN IN IN IN IN +=+= 图2-1-8(b)所示调理电路的等效输入噪声为21202021')()(IN IN IN IN IN V V KK V K V V +=+=对比上两式可见，由于1>K,所以，'ININ V V <，这就是说调理电路中放大器设置在滤波器前面有利于减少电路的等效输入噪声（实质上就是提高电路接收弱信号的能力）。

【例2－2】已知DFS-V 数字地震仪的地震数据采集电路由前置放大器、滤波器、多路转换开关、浮点放大器和模数转换器五个部件串接而成，五个部件的等效输入噪声分别为：0.085μV 、9μV 、0μV(可忽略不计) 、7μV 、177μV ，浮点放大器放大倍数浮动范围为02～142，前置放大器的放大倍数分20、80、320三档，画出DFS-V 数字地震仪的地震数据采集电路组成框图，并计算该数字地震仪的等效输入噪声。

解：该数字地震仪的地震数据采集电路组成框图如下图所示：图中五个部件的噪声可以视做采集电路内部五个不相关的噪声源，它们本身的等效输入噪声分别为：V V IN μ085.01=、V V IN μ92=、V V IN μ03=(可忽略不计)、V V IN μ74=、V V IN μ1775=。

五个部件的放大倍数分别为：320,80,201=K （三档）；1532===K K K ；042=K ～142，据公式（2－1－3）可知，地震数据采集电路的总等效输入噪声即该数字地震仪的等效输入噪声为24152142132122141⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+==K K V K V K V K V V K K V V IN IN IN IN IN ON IN 因数字地震仪的等效输入噪声反映地震仪接收最弱信号的能力，而在接收最弱信号时浮点放大器取最大增益，故应取1442=K 计算等效输入噪声。

将五个部件的本身的等效输入噪声值、320,80,201=K （三档）和1442=K 代入上式计算得总等效输入噪声：通过以上计算可知，数字地震仪的前置放大器增益越大，地震仪的等效输入噪声越小，地震仪接收微弱地震信号的能力越强，地震仪的勘探深度也就越大。

因此在保证不使A/D 转换器发生溢出的前提下，前置放大器增益越大越好。

二、滤波器的作用和参数选择 1、隔直电容的作用――使调理电路的零漂电压不会随被测信号一起送到采集电路。

隔直电容C 与电压跟随器输入电阻Ri 形成的高通滤波器截止频率应很低，甚至不到1赫芝。

图2-1-9调理电路与采集电路的连接2、高通滤波器――滤除低频干扰，其截止频率应高于需要滤除的干扰频率。

3、陷波器――抑制交流电干扰。

陷波频率应等于交流电干扰的频率――50Hz 。

4、低通滤波器――“去混淆”，即在采样前先滤除高频干扰，防止高频分量被采样而折迭到信号频段产生“混淆”。

图2-1-10 “混淆”的产生与消除 （1）“混淆”产生的原因――被采样频谱中含有高于折迭频率fs ／2的频率分量。

（2）“混淆”的危害――被采样频谱中高于fs ／2的频率分量采样后会沿fs ／2折迭到(fs-fc)～fs/2频段对信号形成干扰。

（3）“混淆”的消除――在采样之前先用一个低通滤波器把高于f s ／2的频率分量滤掉。

该低通滤波器称为“去混淆滤波器”（4）去混淆滤波器的参数选择图2-1-12去混淆滤波器波德图 截止频率Cf CT f f s s h ===1max 陡度S )1lg(2lg -⋅==C B G B S(dB/倍频程) , )1lg(2lg 6-⋅≥C m S 去混淆巴特沃斯低通滤波器阶数 )1lg(2lg -⋅≥C m n【例2—3】已知某模拟输入通道采用的是12位二进制模数转换器、6阶去混淆巴特沃斯低通滤波器，被测信号最高频率为100Hz ，试计算所需的去混淆巴特沃斯低通滤波器的截止频率和所需的采样周期。

解：据公式(2-1-26)，6阶巴特沃斯低通滤波器的陡度为倍频程/366dB n S==，据题知，二进制模数转换器m=12位，代入公式(2-1-24)或(2-1-27)计算得，截频系数C 应取为5。

据题知，Hz f 100max=，代入公式(2-1-18)计算得，去混淆低通滤波器截止频率h f 也应为100Hz 。

将C=5、Hz f h 100=代入公式(2-1-17)计算得，采样周期T S 应取为2ms 。

对于像数字地震仪这样要求在数字形式记录信号波形的“数据采集系统”，去混淆滤波器的截止频率h f 和采样周期Ts 的乘积必须保持常数(1/C)。

如果减少采样周期Ts 时，不相应提高h f ，那就会达不到通过减少Ts 来增大fmax 即提高勘探分辨率的效果；相反，如果增大采样周期Ts ，不相应减少h f ，由式（2－1－17）可知，这就使实际的截频系数C 减小，据式(2-1-23)可知，在滤波陡度S 不变情况下，那就会使假频衰减B 减小，使式(2-1-19)得不到满足，即出现假频干扰。

2..1.4采集电路参数的设计和选择 一、集中式采集电路方案的选择图2-1-13 集中式采集电路的组成方案1、A/D 转换位数m 的确定 min max 2i i mV V ≥（测量范围要求） 且 δ≤+121m （测量精度要求） 2、A/D 转换速度的确定 max0/11NCf NCf N T t t T h S C DA ===+= 式中t C ――A/D 转换器从启动转换到转换结束输出稳定的数字量所需要的时间t 0――A/D 转换器从转换结束到下一次再启动转换所需要的时间。

N ――A/D 转换器在一个采样周期T S 内依次转换的子样个数即采集的信号路数 由上式可见，对fmax 大的高频(或高速)测试系统，应该采取以下措施：(1)减少通道数N ，最好采用分散采集方式，即N=1。

(2)减少截频系数C ，据(2-1-22)式这应增大去混淆低通滤波器陡度。

(3)选用转换时间tc 短的A/D 转换器芯片。

(4)将由CPU 读取数据改为直接存储器存取(DMA)技术，以大大缩短休止时间t 0。

3、根据环境条件选择A/D 转换芯片的一些环境参数 4、根据计算机接口特征选择A/D 转换器的输出状态。

三、采样保持器S/H 的选择 1、 采样保持器的主要参数捕捉时间t AC ――S/H 输出电压从原来的保持值过渡到跟踪输入信号Vi 值(在确定的精度范围内)所需的时间孔径时间t AP ――S/H 从发出保持指令开始到模拟开关完全断开所经历的时间。

孔径抖动是指多次采样中孔径时间的最大变化量建立时间t s ――从发出保持指令开始到S/H 输出达到保持终值(在确定的精度范围内)所需时间最大孔径误差 APiO t dt dV V ⋅=∆max max)(跌落速率HD C Idt dV -=0图2-1-14采样/保持器的主要性能参数2、设置采样保持器的必要性（1）不设置采样保持器时，待转换信号允许的最高频率很低，由下式决定Cm t f ⋅⋅=+1max 21π（2）设置采样保持器后，待转换信号允许的最高频率大大提高，由下式决定APm t f ⋅⋅=+1max 21π结论：若被转换信号是直流电压或变化极其缓慢，可以不在ADC 前加设S/H 。