Single Sideband Modulation传统的 Double sideband(DSB) 调变，在频谱上会造成浪费，因为会产生两个 sideband。

相反地，single sideband(SSB)调变，顾名思义，只有一个 sideband。

换言之，相较于 DSB，SSB 拥有较高的频谱效率[29]。

或是以数学的角度分析，其 DSB 的表示如下 :A 是载波频率，B 是基频(数据)频率。

因此，DSB 在频谱上会有两个 sideband : (A+B) 跟 (A-B)。

1至于 SSB :只会产生(A-B)或(A+B)的 sideband。

如下图所示，Sine 跟 cosine 函数，正好有 90 度的相位差:2以单位圆而言，其 Sine 跟 Cosine 的定义如下 :如上图所示，Cosine 是同相位(in-phase)，因此我们称之为 I 讯号。

而 Sine 是正 交相位(quadrature-phase)，因此我们称之为 Q 讯号。

如上图所示，这就是 I/Q 讯号的由来。

3因此，倘若我们想利用 SSB 来产生(A-B)的讯号，其方块图如下 :4I/Q Imbalance如前述，理想的 SSB，在频谱上只会有一个 sideband(也就是讯号)。

然而实际的 频谱，除了讯号外，还会有其他噪声，其中之一便是所谓的 image[16]。

前述提到， SSB 理论上只能有一个 sideband， 也就是讯号。

换言之， 所谓的 image， 就是我们不要的 sideband。

产生原因是来自 I/Q imbalance[2,4,27]。

尤其是相较 于窄频的通讯，宽带通讯更容易会有 I/Q imbalance，其产生的 image 对于整个 通讯质量会有所危害[18]。

5由于零中频收发器具有高度整合的优点[5]，近年来在手持式装置的应用上，相 当受到欢迎[39]。

如下图所示，零中频收发器，在发射端会直接从基频转为 RF[18]:6理想的 I/Q 讯号， 振幅相等， 且相位差正好为 90 度[16]。

但在零中频收发器中， 由于 LO 为 RF 讯号，其调变器很难用数字的方式实现，因此一律以模拟的方式 实现。

而模拟的调变器，其 I/Q 讯号容易会有振幅不相等，相位差不为 90 度的 现象产生，加上在生产过程中，会由于制程的误差，使得该现象更容易产生 [16,29,40]。

我们将 I/Q 讯号振幅不相等的现象， 称为 I/Q gain imbalance。

I/Q 讯号相位差不 为 90 度的现象，称之为 I/Q phase imbalance。

两者统称为 I/Q imbalance。

换言 之，如前述所言，应用于宽带通讯的零中频收发器，其 I/Q imbalance 的现象， 基本上是无可避免[21]。

其星座图如下所示 :而由上图所示，I/Q imbalance 会使其 EVM 劣化。

7如前述，I/Q imbalance 会产生 image，也就是我们不要的 sideband。

故我们将 讯号与 image 的振幅差，称之为 sideband suppression[2,27]。

下图是 I/Q imbalance 与 sideband suppression 的关系。

当然， I/Q gain imbalance 跟 I/Q phase imbalance，都会影响 sideband suppression。

然而值得注意的是， 以紫色曲线为例， I/Q phase imbalance 小于 10 度之后， 其 sideband suppression 几乎没有变化，而其他颜色的曲线，大致上也有该现象。

但不同的 I/Q gain imbalance，其 sideband suppression 都不同。

因此这表示相较于 I/Q phase imbalance，I/Q gain imbalance 对于 sideband suppression 的影响更大[41]。

8虽然 I/Q imbalance 是无可避免，但我们可以尽可能去抑制。

如下图所示，我们 可以透过振幅跟相位的调整，来改善 sideband suppression[16,18]。

由上图可知，当 I/Q gain imbalance 调整至−0.1 dB 时，其 sideband suppression 可达 -57 dBc。

接着，再将 I/Q phase imbalance，调整至−0.05 度，其 sideband suppression 可达 -60 dBc。

换言之，I/Q gain imbalance 的调整，可使 sideband suppression，由-20 dBc 变成-57 dBc，改善了 37 dB。

但 I/Q phase imbalance 的调整，只使 sideband suppression，由-57 dBc 变成-60 dBc，改善了 3 dB。

故 再此验证前述所说，相较于 I/Q phase imbalance，I/Q gain imbalance 对于 sideband suppression 的影响更大。

9若转为频域来看，如下图所示，调整过后的 sideband suppression 也确实有改善 [18] :除此之外，我们也应注意 PCB 的 Layout[18,40]。

为了加强抗干扰性，避免调变 与解调的精确度下降，因此不管是发射还是接收，其 I/Q 讯号多半采差分形式， 如下图[36] :10换言之，一共会有四条I/Q讯号: I+、I-、Q+、Q- 。

其相位关系如下:当然理想上，这四条I/Q讯号，其PCB layout走线都应该等长。

然而实际的PCB layout走线，很难完全实现这一点，最常见的就是转弯[40]:I讯号差分对，与Q讯号差分对之间的长度差，会引起IQ phase imbalance，而I+与I-，或Q+与Q-，其之间的长度差，会同时引起IQ phase imbalance跟IQ gain imbalance[36]，进而产生image。

因此I/Q讯号的PCB layout走线，尽可能是越短越好。

另外，我们还需考虑到温度的影响[17,24]。

大体上而言，温度越低，其sideband suppression越好:而由[19]得知，IQ imbalance还跟调变相关。

所以在LTE的规范中，不同调变，其EVM的要求也不同[42]。

Carrier leakage如前述，理想的SSB，在频谱上只会有一个sideband(也就是讯号)。

然而实际的频谱，除了讯号外，还会有其他噪声，其中之一是image，另一个就是carrier leakage。

carrier leakage又称为carrier feedthrough，或I/Q origin offset，主要成因有二:LO leakageDC Offset in I/Q channels.由[2,6]可知，为了有较低的conversion loss，因此LO需要有较强的功率。

但由于混波器有限的隔离度，以至于LO会泄漏到RF端口，也就是LO leakage，因而产生carrier leakage[2,6]。

除此之外，I/Q讯号上的DC Offset，也会导致carrier leakage [3,8,18]。

在零中频的发射机架构中若I/Q讯号有DC Offset，若以星座图的角度分析，也由于星座图会因DC Offset而有所失真，因此会使得EVM连带劣化。

所以CMW500在量LTE的EVM时，同时会有I/Q Offset的量测值[28] :而DC offset，也会影响EDGE的origin offset suppression[9,40]，以及CDMA的Rho[3]。

如前述，相较于窄频通讯，宽带通讯更容易有I/Q imbalance的问题。

除此之外，宽带通讯也比较容易有carrier leakage的问题[25]。

如上图所示，若是应用于宽带通讯的零中频收发器，那么carrier leakage会与讯号在频谱上重迭[22, 25]。

如上图所示，在Low Power Mode时，其carrier leakage甚至会比讯号还大，这会严重缩减SNR。

而由下式可知，SNR与EVM成反比，换言之，这会使EVM严重劣化[5]。

因此，若有carrier leakage的存在，则输出功率越小，其EVM会越差[5]。

所以在LTE的应用中，其LO leakage的规范，会因不同输出功率而有所不同[28]。

而在WCDMA中，由[46]可知，Inner loop power control的Step E跟Step F需要73 dB的动态范围(-50 dBm ~ 23 dBm)。

然而由下图可知，倘若有carrier leakage，不管Gain如何缩减，其输出功率都无法降到-30 dBm以下。

换言之，carrier leakage会缩减其发射端的动态范围，进而使Inner loop power control劣化[46]。

理论上，若I/Q讯号上并无DC Offset，其carrier leakage应该不存在(假设混波器的隔离度良好)，如下式[4] :然而实际上，carrier leakage是无法避免的，且I/Q讯号上的DC Offset，也无法以DC-Block抵挡，我们以下图做说明:由上图可知，DC-Block是一个高通滤波器，而在混波器之前，因为基频的Data，跟DC Offset，都是低频讯号。

换言之，混波器之前的DC-Block，会将Data与DC Offset都一并砍掉。

而在混波器之后，因为基频的Data会与LO升频为RF 讯号，DC Offset会与LO升频为carrier leakage。

亦即此时carrier leakage已是高频讯号，混波器之后的DC-Block，是无法抵挡的[11,27]。

因此，DC-Block并非carrier leakage的解决之道。

因此DC Offset的问题，多半只能靠校正，故有些收发器，会内建DC Offset的校正电路，来改善carrier leakage[11,17]。

例如Broadcom的BCM4356，就内建了LO feedthrough (LOFT)的校正电路[26,27,43]。

而carrier leakage与讯号的振幅差，我们定义为carrier suppression。

而由下图可知，校正完后，其carrier suppression确实大幅改善[10]。

除此之外，由[12]可知，若采用差分结构的电路设计，对于carrier leakage也有所改善。