i f u0 f ' u0 u I i
(1-6)
式（1-6）中， I f u0 及 i f ' u0 u ， f u0 和 f ' u0 均是 t 的周期偶函数， 可以分解为只含 cos nLt 项的傅里叶级数，即
S 中频接地线等部分构成。图 1.7 是单端混频器示 4 意图，图 1.8 是其相应的等效电路。
S 阻抗变换器加相移段） 、肖特基 4
图 1.7 单端混频器示意图
S
4
d
Z0
D
S
us
Z 01
ul
Z0
Z0
S
4
LC 带 通 滤 波 器
RL ui
4
C
末端开路
图 1.8 单端混频器等效电路图
从等效电路可以看出，混频二极管 D 以前的电路是输入电路，其作用主要有 两个： 第一是把信号和本振的混合信号加给混频器，图 1.7 中的定向耦合器起类似 信号中“加法器”的作用。定向耦合器的耦合度要合理确定，太小了本振功率浪 费大，太大了信号损失大，一般在 10dB 左右。 第二个作用是使信号与二极管输入阻抗匹配，管子的容性阻抗经相移段 d 到 纯阻点，因为电压波节点对应的纯阻最小，一般选电压波节点位置为纯阻点，再 用一段
i I sa e u 1 f u
(1-4)
在混频二极管上同时加上本振电压 uL U L cos Lt ，直流偏置 U 0 ，信号电 压 uS U S cos S t ，且本振电压 U L 远大于信号电压 U S ，即 U L
U S 。由前面所
述的本振激励特性知，在某个时刻 t ，信号在直流偏压和本振电压建立的工作点 附近的变化是线性的。因此，将 i f u 在 u0 U L cos Lt U 0 处展开成泰勒级 数为：
VD uS uL iL RL
低 通 滤 波 器
uI
本地振荡器
图 1.1 微波混频器的原理框图
图 1.2 微波混频器的电路原理图
图 1.1 是微波混频器的原理框图，对它的基本要求是小变频损耗和低噪声系 数。图 1.2 是该混频器对应的电路原理图。 3.1 一次混频电流频谱 肖特基势垒二极管的伏安特性用下式表示为：
i t g t u g U cos t g nU s cos nL S t 1 1 S 1 0 S S n 1 （1-19） i t g t u g U cos t g U cos n t n 2 2 S2 0 S S n s S L n 1
n 1
gn
1 2

T0ຫໍສະໝຸດ i cos nLt d Lt I sa eU J n U L
(1-10)
小信号一次混频的电流为：
i I 0 2 I n cos nLt g 0 2 g n cos nLt U S cos S t n 1 n 1
下，电流频谱图所图 1.3 所示。注意，因为 cos x cos x ，在 L S 的情况 下，亦有类似的结论。
i
I
L
2L S S
2L
3L
3L S L S
4L S 2L S

图 1.3 一次混频电流频谱图
从频谱图分析可以得到： (1) 输入两个频率成分为 L 和 S 的电压，由于二极管工作特性的非线性， 输出电流产生了无数的组合频率分量，其中离中频较近得频率成分为 L ， S 及
uS
1:1
uL
VD1
i1
i
VD 2
i2
iI
1:1
图 1.9 反相型平衡混频器电路原理图
图 1.9 中，信号电压 uS 等幅同相加到 VD1 和 VD 2 上，即：
uS1 uS 2 U s cos st
本振电压 u L 等幅反相加到 VD1 和 VD 2 上，即
（1-16）
uL1 U L cos Lt uL 2 U L cos Lt
2L S ，我们称 K 2L S 为镜频。在设计混频器时，要设法消除中频输出
电流中含有的这三种频率成分，以消除干扰。 (2) 中频输出频率为 I S L ，从式（1-12）易得该频率成分的电流幅度
为 g1U S ，完全保留了信号电压幅度变化的信息。即在小信号时，尽管混频器输 入端与输出端的频率不同，但幅度之间具有线性关系。 (3) 在众多频率成分中， K 2L S 和 L S 再次混频可以产生中 频，具有回收利用的可能，前者称为镜频，后者成为和频。 3.2 二次混频与混频器的三端口等效电路 实际混频器的输出滤波电路可以有效地把除中频外的一切高频成分有效短 路，使它们不再对 R j 产生影响。但输入端的信号通道也可以为镜频分量提供通 道，输出端的中频电压也反过来加在混频管上，就存在二次混频现象。其等效电 路如图 1.4 所示。
两只混频管由 u L 所激励地时变电导分别为：
g t g 2 g n cos nLt 0 1 n 1 g t g 2 g cos n t n 2 0 n L n 1
（1-17）
（1-18）
流过两管的电流分别为：
微波混频器
1 微波混频器的作用与用途
微波混频器是任何微波接收系统必不可少的前端电路功能块。 它将微弱的微 波信号和本地振荡信号同时加到非线性元件上， 实现频率由高频到低频或低频到 高频的转换，输出为中频信号，以进行下一步功能处理。混频器能够混频的一个 关键是有非线性半导体器件—肖特基势垒二极管。 能实现混频的电路形式有单端 混频器和平衡混频器等，其特性指标为变频损耗和噪声系数，本文以微波下混频 器电路为主要电路展开。
2 本振激励特性
在肖特基势垒二极管上加大信号本振电压和直流偏压时， 根据混频二极管的 伏安特性可知， 此时二极管工作在非线性状态。我们引入一个参数来反映这种状 况，该参数称为二极管的时变电导 g t 。 g t 的定义式如下：
g t
di du
u U 0 U L cosLt
容对高频信号起近似“短路”作用，对中频信号（频率较低）起近似“开路”作 用，通过一段
S 阻抗变换器后，高频信号近似“开路” ，中频信号近似“短路” ， 4
可以防止中频漏入信号端和本振端，也可以防止信号和本振接地。 该混频器虽然电路简单，但噪声大，只能用于信号较强且要求不高的场合。 4.2 反相型平衡混频器 为了更有效的抑制本振噪声，我们引入用两只参数相同的肖特基势垒二极管 构成的平衡混频器，其性能优越，线路也不复杂，因而被广泛应用。图 1.9 是反 相型平衡混频器的电路原理图。
S 阻抗变换器与定向耦合器的输出端（阻抗为 50 ）匹配。 4
S 终端开路线对信号短路，对其他的高次谐波呈现大电容作用 4
肖特基势垒二极管 D 是核心元件，通过其伏安特性的非线性产生中频成分。 输出电路用一段
而将其有效短路。LC 并联谐振回路对中频信号有选择作用，起到只让中频通过 的作用。
S 中频接地线等效为图 1.8 中终端接大电容的线长为 S 的并联枝节。大电 4 4
i f u f u0 f ' u0 u
1 '' f u0 u 2 2!
(1-5)
式（1-5）中， u U L cos Lt U 0 U S cos S t ， u U S cos S t 。 在小信号情况下，二极管电流可以近似为下式：
I S g0 I I g1 I g K 2
g1 g0 g1
g2 U s g1 U I g0 U K
(1-15)
与式(1-15)对应的混频三端口等效电路如图 1.5 所示，用戴维南定理化简后， 得到简化等效示意图如图 1.6 所示。
(1-11)
利用三角公式处理后，得到：
i I 0 2 I n cos nLt g0U S cos S t g nU s cos nL S t
n 1 n 1
(1-12)
g n 称为 n 阶时变电导，是 f ' u0 的傅里叶级数展开式的系数。在 L S 的情况
I I 0 2 I n cos nLt
n 1

(1-7) (1-8) (1-9)
L
In
1 2

T
0
i cos nLt d Lt I sa eU L J n U L

f ' u0 g0 2 g n cos nLt
(1-1)
肖特基势垒二极管的伏安特性用下式表示为：
i I sa e u 1 f u
(1-2)
得到：
g t
di du
u U 0 U L cosLt
U U cosLt I sa e 0 L
(1-3)
式(1-3)说明当本振电压 u L 随时间作周期性变化时，瞬时电导 g t 也随时间 作周期性变化，故称为时变电导。故在本振作用下，混频二极管可等效为一个时 变电导。
Ie
Ge
Gif
图 1.5 混频三端口等效电路
图 1.6 简化的等效电路
4.微波混频器典型电路分析
微波混频器的基本电路包括单端混频器、平衡混频器和双平衡混频器，对应 使用的二极管个数为 1 个，2 个，4 个。在这些基本混频器电路的基础上增加镜 像信号处理技术就可构成镜像回收混频器， 包括滤波器式镜像回收混频器和平衡 式镜像回收混频器。 为了保证有效地进行混频， 微波混频器的基本电路都应满足以下几项主要原 则： （1）信号电压和本振电压应能同时加到二极管上，二极管要有直流通路和中 频输出回路； （2）二极管和信号回路应尽可能做到匹配，以便获得较大的信号功 率； （3）本机振荡器与混频器之间的耦合应能调节，以便选择合适的工作状态； （4）中频输出端应该能滤掉高频信号，以防止渗入中频放大器。 值得注意的是， 在微波电子线路中， 设置短路和开路的方法与低频电子线路 中不一样。根据传输线理论，当频率达到微波波段时，传输线就成为电长线（根 据电尺寸定义的） ，线上电压，电流具有明显的波动性，导线上电压，电流的相 位不再是近似不变， 因而在设置短路或开路时，不能像在低频电子线路中一样直 接地接地或者断开， 而是利用传输线的四分之一波长阻抗变换作用，等效的设置 短路或开路。 此外， 分析设计电路时还要充分考虑因失配引起的波的反射等问题。 4.1 单端混频器基本电路 该电路主要由定向耦合器、阻抗变频器（ 势垒二极管、低通滤波器、